开关功率转换器和用于开关功率转换器的控制器的制作方法

本发明涉及开关功率转换器的领域。更特别地，本发明涉及开关功率转换器和用于开关功率转换器的控制器。

背景技术：

离线开关电源从交流(ac)电源接收电力，并提供可用于为负载供电的电压调整的直流(dc)输出。示例性离线电源包括功率因数校正(pfc)级和dc至dc功率转换器级。pfc级接收ac输入信号，执行整流并保持从ac源汲取(draw)的电流与ac电压基本同相，从而使电源看起来像是对ac源的电阻性负载。dc至dc转换器级接收pfc级的整流输出，并生成可用于为负载供电的电压调整的dc输出。可以使用电压整流器(例如全桥整流器)和平滑电容器来代替pfc级，在这种情况下，dc至dc级可以接收来自电压整流器的整流电压作为其输入。在任何一种情况下，与dc至dc级的输出相比，dc至dc级的输入通常处于更高的电压，并且更宽松地被调整。

反激功率转换器(或更简单地说，反激转换器)可以用于dc至dc功率转换器中。反激转换器采用变压器，该变压器将能量从反激转换器的输入传递到其输出，并在反激转换器的输入和输出之间提供电隔离。通过闭合开关，在变压器初级绕组两端施加输入电压，例如pfc级的整流输出电压；结果，初级绕组电流流动，并且变压器中的磁通量增加，从而将能量存储在变压器中。当开关断开时，电压被移除，并且初级绕组电流下降而磁通量下降。结果，在变压器的次级绕组中感应出电流。该感应电流为输出电容器充电，以生成用于为负载供电的输出电压。

开关电源可以经受各种输入电压和负载条件。对这种电源重要的是有效操作以最小化用电量。因此，需要一种用于开关电源的改进技术，其适应不同的操作条件并实现高效的操作。进一步需要用于采用反激功率转换器的开关电源的这种技术。

技术实现要素：

根据实施例，一种开关电源包括功率转换器，其具有变压器、低侧开关和高侧开关，所述低侧开关被配置为通过所述变压器的初级绕组从电源电压汲取电流，所述高侧开关被配置为将所述变压器的初级绕组耦合至缓冲电容器。控制器被配置为同步地控制低侧开关和高侧开关的断开和闭合，其中，低侧开关和高侧开关分别在一系列开关周期中被重复地断开和闭合，从而形成调整的输出电压。在低侧开关和高侧开关之间的节点处生成第一电压。该控制器还被配置为在每个开关周期期间当第一电压下降到确定的电平时断开所述高侧开关。该确定的电平比电源电压高出根据所监测的电源电压的电平来调节的量。

本文公开了这些和其他实施例。

附图说明

关于本发明的特定示例性实施例描述了本发明，并相应地参考附图，其中：

图1示出了根据本发明的实施例的两级离线电源的示意框图；

图2示出了根据本发明的实施例的适用于dc至dc转换器的反激转换器；

图3示出了根据本发明的实施例的反激转换器的电压波形；

图4示出了根据本发明的实施例的反激转换器的电压波形；

图5示出了根据本发明的实施例的反激转换器和控制电路；

图6示出了根据本发明的实施例的用于反激转换器的控制电路；

图7示出了根据本发明的实施例的用于反激转换器的附加控制电路；以及

图8示出了根据本发明的实施例的用于反激转换器的控制电路中的差分信号转换器。

具体实施方式

本发明涉及用于开关电源的功率转换器和控制器及其操作方式。转换器可以是例如离线开关电源中采用的反激功率转换器。根据本发明的实施例，功率转换器在变压器初级侧采用两个同步操作的晶体管开关。晶体管开关中的第一晶体管开关将变压器初级绕组耦合到接地节点，并且在本文中称为“低侧”开关。两个晶体管开关中的第二晶体管开关经由缓冲电容器将变压器初级绕组耦合到输入电源电压，在本文中称为“高侧”开关。在反馈环路中控制开关，以在变压器次级侧生成调整的dc输出电压。根据本发明的实施例，根据输入电源电压的电平来调节在每个开关周期内断开高侧开关的时刻。

根据另一实施例，提供了一种用于开关电源的控制器。控制器被配置为控制具有变压器、低侧开关和高侧开关的功率转换器。低侧开关从输入电源电压通过变压器的初级绕组汲取电流。高端开关将电流从变压器的初级绕组释放到缓冲电容器。控制器同步控制低侧开关和高侧开关的断开和闭合，以生成调整的输出电压。控制器还被配置为根据输入电源电压的电平来调节在每个开关周期内断开高侧开关的时刻。

本发明的实施例可以用在美国专利no.9,716,437和10,103,637中公开的功率转换器系统和方法中，其每一个的全部内容通过引用包含于此。

术语“连续导通模式”或“ccm”是指功率转换器的变压器的初级绕组中的电流在连续的开关周期中连续地流动。术语“不连续导通模式”或“dcm”是指在每个开关周期的一段时间(即“死区”时间)内，允许变压器初级绕组中的电流降至零。术语“临界导通模式”或“crm”是指在ccm和dcm操作模式之间的边界处或附近的操作。换句话说，在crm期间，正好在电流再次上升之前，允许初级绕组中的电流降至零。

crm中的操作在高负载条件期间是有用的，以实现高效率。但是，当负载降低时，维持调整的输出电压所需的初级绕组中的电流电平也会降低。结果，在较低负载电平下的操作倾向于恢复为dcm。输入电压的电平也会影响操作。例如，当输入电压较高时，dcm中的“死区”持续时间趋于增加，而当输入电压较低时，dcm中的“死区”持续时间趋于减小。输入电压电平可以基于ac线电压的电平而变化。例如，不同的国家采用了不同的ac线电压电平作为各自的标准。负载也会影响输入电压电平；例如，从ac源汲取的增加电流会降低其电压电平。

部分由于“死区”时间，dcm中的操作往往比其他操作模式效率低。根据本发明的实施例，在每个开关周期内根据输入电源电压的电平来调节断开高侧开关的时刻。更特别地，当输入电压降低时，与其他情况相比，高侧开关可以在开关周期中更早地断开。相反，当输入电压增加时，与其他情况相比，高侧开关可以在开关周期中更晚地断开。结果，降低了开关周期内的“死区”持续时间。这倾向于提高效率。

在实施例中，基于监测的输入电压电平来连续地调节断开高侧开关的时刻。例如，可以通过在每个开关周期期间的适当时间对输入电压进行采样来监测输入电压电平。例如，可以在每个开关周期期间断开高侧开关之后以预定的延迟对输入电压进行采样。输入电压的电平在开关周期期间可能波动。通过在每个开关周期期间的同一时刻对输入电压进行采样，可以降低由这些波动导致的采样误差。

当输入电压较低时，通过在开关周期中较早地断开高侧而获得的效率提高在较高的负载条件下趋于更加明显。因此，根据本发明的另一实施例，当负载条件较轻时，可以禁止上述断开高侧开关的时刻的调节。例如，这可以通过监测功率转换器的输出电压来实现。当输出电压降至阈值以下时，这表明存在轻负载条件，并且可以禁止断开高侧开关的时刻的调节。当输出电压升高到阈值以上时，这表明轻负载条件已经结束，并且可以启动断开高侧开关的时刻的调节。

图1示出了根据本发明的实施例的两级离线电源100的示意框图。如图1所示，第一级102具有耦合到交流(ac)源的输入。第一级102对ac输入信号执行整流。第一级102还可以执行功率因数校正(pfc)，在这种情况下，第一级102还保持从ac源汲取的电流与ac电压基本同相，从而电源100呈现为ac源的电阻负载。

第一级102生成宽松调整的电压vdc，其作为输入被提供给dc至dc转换器104。使用输入电源vdc，dc至dc转换器级104生成电压调整的dc输出vo，其可用于为负载供电。vdc的电平优选地处于比dc至dc转换器级104的输出vo更高的电压并且被比其更宽松地调整。第一级102的输出的标称电平vdc可以是例如大约380vdc，而dc至dc转换器级104的电压调整的输出vo可以是例如大约15.0vdc。

图2示出了根据本发明的实施例的反激转换器150。反激转换器150适用于开关电源的dc至dc转换器，例如图1的dc至dc转换器104。反激转换器150从源vin接收输入电压，该输入电压可以是整流器输出或pfc级输出vdc或可以从某些其他源(例如电磁干扰(emi)滤波器)接收。

如图2所示，输入电压源vin耦合到电容器csn的第一端子和变压器t1的初级绕组的第一端子。电容器csn用作缓冲电容器。在电容器csn两端形成如图2所示的具有极性的电压vcsn。变压器t1的初级绕组的第二端子耦合到开关sw1(“低侧”开关)的第一端子和开关sw2(“高侧”开关)的第一端子。在低侧开关sw1和高侧开关sw2之间的节点处以及在变压器t1的初级绕组的第二端子处形成电压vl。开关sw1的第二端子耦合到第一接地节点。开关sw2的第二端子耦合到电容器csn的第二端子。开关sw1由信号lowout控制，而开关sw2由信号highout控制。

低侧开关sw1和高侧开关sw2各自优选地由相应的功率mosfet实现。因此，体二极管被示出为与开关sw1和sw2的每一个相关联。

变压器t1的次级绕组的第一端子耦合到齐纳二极管d1的阳极。二极管d1的阴极耦合到电容器c1的第一端子。变压器t1的次级绕组的第二端子耦合到电容器c1的第二端子并且耦合到第二接地节点。第一接地节点和第二接地节点优选地彼此电隔离。

通过断开和闭合开关sw1和sw2来操作反激转换器150。变压器t1将能量从反激转换器150的输入传递到其输出，并且在反激转换器150的输入和输出之间提供隔离。在操作中，当开关sw1闭合(开关转向“on(接通)”)时，电压源vin在变压器t1的初级绕组两端施加。结果，初级绕组中的电流和变压器t1中的磁通量增加，这将能量存储在变压器t1中。然后，当断开开关sw1(开关转向“off(关断)”)时，初级绕组中的电流和磁通量下降。结果，在变压器t1的次级绕组中感应出电流，该电流对电容器c1充入电能，以生成用于为负载供电的输出电压vo。

可以通过调节开关sw1的开关占空比(例如，通过控制峰值输入电流)、开关sw1的开关频率或两者来控制传递到负载的功率的电平。控制占空比在本文中称为峰值电流控制，而控制开关频率在本文中称为频率控制。

当开关sw1断开并且开关sw2处于闭合位置(开关sw2为“on”)时，变压器t1的初级绕组中的电流可以通过开关sw2到达缓冲电容器csn。可替代地，当开关sw1断开并且开关sw2处于断开位置(开关sw2为“off”)时，变压器t1的初级绕组中的电流可以通过开关sw2的体二极管到达缓冲电容器csn。

高侧开关sw2被优选地控制为使得当低侧开关sw1闭合(on)时，其断开(off)。然后，当开关sw1断开(off)并且来自变压器t1的能量已经大量释放到输出电容器c1时，电压vl将等于vcsn。在这些条件下，开关sw2被短暂地闭合(on)。因此，开关sw2可以在零电压开关(zvs)条件下操作。闭合开关sw2将vl的电平放电至vin的电平。然后，一旦vl基本上等于vin，开关sw2就可以断开(off)。在开关sw2断开之后，电压vl继续下降，以使得当开关sw1闭合时，其两端的电压为零或接近零。因此，开关sw1也可以在零电压开关(zvs)条件下操作。然后重复该周期。

总而言之，在开关周期期间，低侧开关sw1被断开；然后，高侧开关sw2接通，然后在低侧开关sw1接通之前立即关断。然后重复该周期(即sw1关断、sw2接通、sw2关断、sw1接通、sw1关断...)。因此，在每个低侧开关sw1接通之前，高侧开关sw2接通然后关断一次。同样，对于低侧开关sw1的每个周期，高侧开关sw2接通然后关断一次(同时低侧开关sw1关断)。换句话说，在另一个开关关断的时候，每个开关接通然后关断。

在一个实施例中，无论负载如何，开关sw1和sw2均在zvs下操作。因此，它们都可以在zvs下从空载到满载操作。在其他实施例中，开关sw1和sw2不在zvs下操作或部分在zvs下操作。例如，根据本发明的实施例，高侧开关sw2在取决于vin的电平的时刻被断开。在这种情况下，开关sw2可以在非zvs条件下断开，因为它在vl的电平等于vin之前断开。

反激转换器150具有谐振开关频率。谐振频率取决于反激转换器150的物理特性，包括变压器t1的初级绕组的电感值以及开关sw1和sw2的寄生电容。当开关sw2闭合时，这引入了缓冲电容器csn的电容，并且因此在开关sw2闭合时有效地改变了反激转换器150的谐振频率。

耦合到变压器t1的次级绕组的二极管d1作为续流二极管操作，从而允许变压器t1的次级绕组中的电流为电容器c1充电，并防止电容器c1通过变压器t1放电。二极管d1可以由与开关sw1和sw2同步地操作的开关(同步整流)代替。

图3显示了示出根据本发明的实施例的反激转换器的准谐振操作的电压波形。该波形代表两个开关周期的vl电平。如图3所示，开关sw1在时间t0最初闭合(on)，使得vl的电平基本上为零伏。这导致电流在变压器t1的初级绕组中流动，其使变压器t1的初级绕组充满能量。然后在时间t1断开(off)开关sw1。结果，vl的电平迅速上升到高于vin的电平。然后，电流流过开关sw2的体二极管，而来自变压器t1的能量在变压器t1的次级绕组中感应出电流，该电流为输出电容器c1充电。然后，当电压vl等于vcsn或几乎等于vcsn时，开关sw2在时刻t2短暂地闭合(on)。这使vl的电平朝向vin的电平放电。然后在时间t3，开关sw2断开(off)。并且在时间t4，开关sw1闭合(on)。这导致vl的电平下降到零伏，同时电流再次流过变压器t1的初级绕组，并且重复开关周期。

因为当开关sw2闭合时，电压vl优选地等于或几乎等于vcsn，所以可以在零电压开关(zvs)条件下闭合开关sw2。通过同步地控制高端开关sw2与zvs，可以提供更有效率的操作，例如，通过避免由非zvs开关引起的损耗，并允许以更高的开关频率进行操作，这也往往会提高反激转换器的效率。

图3所示的波形假定，一旦电压vl首先等于vcsn或几乎等于vcsn，开关sw2就闭合(on)。在本文中，这称为“准谐振”或“第一山丘”开关。如果开关sw2的闭合被延迟，则电压vl将趋于振荡。如果在电压vl的振荡期间当vl等于或几乎等于vcsn时开关sw2闭合，则在这些条件下可以维持零电压开关。这在本文中称为“谷值开关”，如图4所示。

图4显示了示出根据本发明的实施例的反激转换器的谷值开关操作的电压波形。除了在开关sw2闭合之前电压vl振荡之外，图4所示的电压vl的波形与图3所示的波形相同。图4示出了在时刻t2闭合开关sw2之前发生的两次振荡。显而易见的是，只要在vl等于或几乎等于vcsn的时刻闭合开关sw2，就可以在维持零电压开关的同时发生更多或更少的振荡。

如图3和4所示，高侧开关sw2在时间t2闭合，并且在时间t3断开。因此，在t2与t3之间的时间段期间，开关sw2保持闭合。图3所示的时间段t2-t3的持续时间可以代表vin的最高预期电平，例如380伏dc。但是，如本文所述，可以基于vin的电平来调节该时间段。例如，当vin低于380伏dc(例如240伏dc)时，开关sw2可以在开关周期中更快地断开，从而将时间t3移近t2并缩短了t2和t3之间的时间段的持续时间。

开关sw2优选地在zvs下闭合。开关sw2也可以在zvs下断开。在上面的示例中，当电源电压vin为380伏dc时，开关sw2在zvs下断开，但是，当电源电压vin较低且时间t3在开关周期中更快地出现时，开关sw2可以在非zvs条件下断开。在这种条件下，这样做通过从缓冲电容器csn(图2)中榨取更多能量，从而有助于提高效率。缩短时间段t2-t3的量优选地与vin的电平的变化成比例。

反激转换器150可以根据诸如开关频率、负载条件、组件值等条件，根据准谐振开关(如图3所示)或谷值开关(如图4所示)选择性地进行操作，以调整输出电压。

图5示出了根据本发明的实施例的反激转换器150和控制电路。图5示出了图2的反激转换器150以及控制电路和第二输出级。特别地，“低驱动器”控制器152生成控制(断开和闭合)开关sw1的信号lowout。低驱动器控制器152可以在反馈回路中使用频率控制和/或峰值电流控制来控制开关sw1，以便调整输出电压vo。“高驱动器”控制器154生成信号highout，该信号highout控制(断开和闭合)开关sw2。图5的反激转换器150和控制电路优选地被配置为根据图3和图4的波形控制高侧开关sw2和低侧开关sw1，并且优选地配置为基于所监测的vin的电平调节断开高侧开关sw2的时刻(即，如图3和图4所示的时间t3)，如本文中所描述的。

如图5所示，电阻分压器和光耦合网络156耦合到反激转换器150的输出，并包括电阻器r1、r2和r3、电容器c2、光电二极管p1a和并联稳压器u1。光电二极管p1a光学地耦合至光电晶体管p1b。光电晶体管p1b耦合到补偿电阻器r4和电容器c3。在补偿电阻器r4和电容器c3两端生成电压信号veao。信号veao代表误差信号(vo的电平与vo的电平的期望之间的差)，并且还代表反激转换器150的输入功率的电平。信号veao与输出电压vo电隔离，并且代替地参考变压器t1初级侧的接地电平。

变压器t1可以包括第二次级绕组。如图5所示，变压器t1的第二次级绕组的第一端子耦合到二极管d2的阳极。二极管d2的阴极耦合到电容器c4的第一端子。变压器t1的第二次级绕组的第二端子耦合到电容器c4的第二端子并且耦合到第一接地节点。电压vcc形成在电容器c4两端，并且可用于为反激转换器150的控制电路供电。电阻分压器包括电阻器r5和r6，并生成代表vcc的电平的电压信号zcd。信号zcd也代表vl的电平。

同样如图5所示，电流感测电阻器rsense耦合在晶体管开关sw1的第二端子和第一接地节点之间。在电阻器rsense两端形成电流感测信号isense。

低驱动器控制器152接收信号zcd、isense、veao以及振荡器信号osc作为输入，并使用这些信号生成信号lowout来控制晶体管开关sw1，如本文所述。信号veao代表负载功率，并用于基于峰值电流控制或开关频率控制来调整反馈回路中的输出电压。信号isense代表变压器t1中的电流，并用于控制开关期间变压器初级绕组中的峰值电流。振荡器信号osc用于控制开关的定时。信号zcd代表vl的电平，并用于接通开关sw1。

低驱动器控制器152生成差分信号readyhighon，高驱动器控制器154使用该差分信号来控制晶体管开关sw2，如本文所述。尽管高驱动器控制器154确定接通开关sw2的定时，但是信号readyhighon通知高驱动器控制器154它可以(即，被允许)接通开关sw2。信号readyhighon优选地是差分信号，因为低驱动器控制器152和高驱动器控制器154具有不同的接地参考节点。特别地，低驱动器控制器152参考第一接地节点，而高驱动器控制器154优选地使用电压vl作为其参考。

同样如图5所示，第一高压电阻器rhv1的第一端子耦合到电容器csn的第二端子。电阻器rhv1的第二端子耦合到高驱动器控制器154。这向高驱动器控制器154提供了代表电压vcsn的信号cs。第二高压电阻器rhv2的第一端子耦合到输入电压vin。电阻器rhv2的第二端子耦合到高驱动器控制器154。电容器crvin优选地与电阻器rhv2并联地耦合。这为高驱动器控制器154提供了代表电压vin的信号rvin。电容器crvin有助于平滑信号rvin，尤其是在轻负载时。电压vl信号也耦合到高驱动器控制器154。高驱动器控制器154使用信号rvin、cs、vl和readyhighout来生成信号highout，该信号highout控制(断开和闭合)开关sw2，如本文所述。简而言之，当vl大于vin并且cs基本上等于vl时，高驱动器控制器154接通开关sw2。开关sw2通常保持导通，直到vl基本上等于vin，然后将开关sw2关断，但是，如本文所述，开关sw2被关断的时刻也可以取决于输入电压vin的电平。。

同样在图5中示出，电压vcc可以被用作为低驱动器控制器152的元件供电的电源。电压vboot可以被用作为高驱动器控制器154的元件供电的电源。电压vboot可以通过例如经由二极管从vcc汲取电流来获得，该二极管然后为电容器cvboot充电。电压vboot还可以用于指示功率转换器150的负载电平，如本文中所解释的。

如下执行开关周期。低侧开关sw1接通。然后，一旦达到变压器t1的初级绕组中的峰值电流，如电流感测信号isense所示，低侧开关sw1就被关断。峰值电流取决于veao的电平：(1)当veao小于阈值(例如2.5伏)时，反激转换器处于频率控制模式，并且峰值电流本质上是固定值(尽管峰值电流优选地随着veao下降而逐渐减小，以提高效率并抑制突发模式下的可听噪声)；(2)当veao大于阈值(例如2.5伏)时，反激转换器处于电流控制模式，并且峰值电流取决于veao(并且开关频率被钳位)。一旦低侧开关sw1关断，电压vl便飞升，最终达到高于输入电压vin的电平。然后，低侧驱动器152激活向高侧驱动器154发送readyhighon信号。在取决于开关频率的时间激活readyhighon信号。在接收到readyhighon信号之后，高侧驱动器154确定vl比vin高出适当的余量，并且响应于该确定，高侧驱动器154接通高侧开关sw2。高侧开关sw2保持接通，直到vl的电平下降到vin的电平，这时，高侧驱动器154关断高侧开关sw2。高侧驱动器154关断高侧开关sw2的时刻也可以根据vin的电平进行调节，如本文所述。更特别地，在vl以取决于vin的电平的量下降到vin的电平之前，高侧开关sw2可以断开。当vl的电平下降到零时，低侧开关sw1可以再次接通。

图3和图4的波形同样适用于电流控制和频率控制模式，尽管时间尺度比例会根据操作模式而改变。

图6示出了根据本发明的实施例的高驱动器154的控制电路。比较器158将代表输入电源电压vin的信号rvin与分别由电流源160和162生成的一对参考电流i1和i2进行比较。电流源160和162耦合到作为参考电压的vl。在一个实施例中，电流i1被设置为2μa(2微安)，而电流i2被设置为60μa(60微安)。例如，为了补偿高频操作期间的信号路径延迟，可以另外调节在比较器158的输入处的信号。

比较器158的输出是逻辑信号ilimit。当比较器158从rvin接收的电流的电平在i1和i2的电平之间时，ilimit是第一逻辑电平，否则，ilimit是第二逻辑电平。信号ilimit用于控制接通高侧开关sw2的定时。更特别地，rvin电流电平必须在i1和i2的电平之间，以便在开关周期期间接通高侧开关sw2(并且必须激活信号readyhighon)。因此，比较器158是窗口比较器，其输出指示rvin电流信号是否在i1和i2的电平之间。比较器158确定vl比vin高出适当的余量，并且响应于该确定，高侧驱动器154接通高侧开关sw2。因此，由比较器158实现的比较窗口确定用于接通sw2的时刻(在图3和图4中的时间t2处示出)。提供比较窗口有助于抵消与高信号变化率相关联的噪声影响，并适应rvin电阻rvh2的寄生电容(图2)，并避免在vin和vl彼此交叉(当一个上升并且另一个下降时，反之亦然)的时刻改变ilimit的逻辑电平。

比较器158的输出被反相器164反相以形成逻辑信号ilimit-bar。信号ilimit-bar耦合到nand(与非)门166的输入、触发器ff1的反相设置输入s-bar、nand门168的输入、以及触发器ff2的反相设置输入s-bar。信号ilimit耦合到触发器ff3的反相设置输入s-bar。触发器ff3的输出q耦合到单触发电路170的输入。单触发电路170的反相输出耦合到触发器ff2的反相复位输入r-bar。触发器ff2的反相输出q-bar耦合到nand门166的输入。

信号readyhighon耦合至nand门166的输入、触发器ff1的第一反相复位输入r1-bar、延迟器172的输入、以及nand门168的输入。反相的欠压锁定信号uvlo-bar耦合到触发器ff3的第一反相复位输入r1-bar，并耦合到触发器ff1的第二反相复位输入rs-bar。触发器ff1的输出q耦合至nand门168的输入。延迟器168的输出耦合至nand门168的输入。

nand门166的输出耦合到触发器ff4的第一反相设置输入s1-bar。nand门168的输出耦合到触发器ff4的第二反相设置输入s2-bar。触发器ff4的输出q耦合到and(与)门174的输入。门174的反相输出耦合到触发器ff3的第二反相复位输入。门174的非反相输出形成信号highout。所生成的信号highout用于控制开关sw2。

信号rvin也由比较器176与电流i3比较。电流i3由可调电流源178生成。电流源178耦合到作为参考电压的vl。电流i3基于vin的电平进行调节。比较器176的输出耦合到nand门180的第一输入。信号highout耦合到nand门180的第二输入。nand门180的输出耦合到nand门182的第一输入。反相的欠压锁定信号uvlo-bar耦合到nand门182的第二输入。nand门182的输出耦合到触发器ff4的反相复位输入r-bar、和采样电路184的第一输入。

信号rvin耦合到采样电路184的第二输入。nand门182生成信号highsideoff，由采样电路184将其用于对vin进行采样。更特别地，每次高侧开关sw2被关断(即断开)时，采样电路优选地等待大约250至300纳秒的延迟时间，然后对vin的电平进行采样。因此，大约在vl等于零伏时获取样本。可以对vin的连续样本取平均值，以确保所监测的vin的电平不会快速改变。采样电路184生成代表vin的电平的信号～vin(稳态)。该信号用于生成电流i3，该电流也代表vin的电平。

图6的元件检测到如图3所示的用于执行准谐振开关的“第一山丘”的发生。信号readyhighon通知高驱动器控制器154它可以(即，被允许)接通开关sw2。然后，高驱动器控制器154确定接通开关sw2的定时：当vl大于vin(如信号ilimit所示)时，高驱动器控制器154接通开关sw2。

触发器ff1和延迟块172用于延迟接通开关sw2，以避免过早地接通开关。在欠压情况下，uvlo信号禁止开关。

开关sw2保持导通，直到基于由比较器176进行的比较将开关sw2关断为止。更特别地，当vin偏置一定量以基本上等于vl时，开关sw2关断(断开)，该偏置量由～vin(稳态)的电平指示。比较器176优选地执行其与迟滞的比较，以避免在比较器176的输入信号电平的交叉处其输出的电平的多次改变。

如图6所示，电压源vboot可以耦合到采样电路184的第三输入。这可以用于确定功率转换器150是处于轻负载还是重负载条件下。例如，可以将vboot调整到大约15伏dc。当vboot上升到高于15伏的阈值电平时，其指示轻负载。相反，当vboot降至低于15伏的阈值电平时，其指示负载不再为轻载。根据本发明的实施例，当转换器150处于轻负载条件下时，可以禁用基于vin的电平来关断开关sw2的功能。更特别地，当vboot的电平高于阈值时，可以使基于～vin(稳态)的电平对电流i3的调节等于零。当发生这种情况时，比较器176可以将vin的电平(如rvin所表示)与vl的电平进行比较，以确定何时断开开关sw2。在这些条件下，开关sw2可以在zvs下断开。另外，当vin的电平处于最大阈值(例如380伏dc)时，基于～vin(稳态)的电平对电流i3的调节也可以等于零。然而，当vboot的电平高于阈值(并且vin的电平低于其最大阈值)时，电流i3的电平可以代表vin的电平，以使得开关sw2部分地基于所监测的vin(即～vin(稳态))的电平来断开。

图7示出了根据本发明实施例的低驱动器152的控制电路。如图8所示，低驱动器152包括电流控制部分186、频率控制部分188、定时器部分190、开关逻辑192和开关驱动器194。

在低驱动器152的电流控制部分186内，信号veao被耦合到比较器196的第一输入。比较器196的第二输入接收第一参考电压(例如2.5伏)，而比较器196的第三输入接收第二参考电压(例如2.0伏)。比较器196通过将信号veao与第一和第二参考电压进行比较来生成信号“veao＞2.5v-bar”；当veao上升到第一参考电压以上时，信号“veao>2.5v-bar”被激活；当veao下降到第二参考电压以下时，信号“veao>2.5v-bar”被禁用。因此，比较器196执行其与迟滞的比较。比较器196确定低驱动器控制器154是基于峰值电流控制还是基于频率控制来执行开关。当veao上升至2.5伏以上时，通过峰值电流控制进行开关；当veao下降到2.0伏以下时，通过频率控制进行开关。因此，“veao>2.5v-bar”的逻辑电平确定开关是基于峰值电流控制还是基于频率控制。

信号isense被耦合到第一放大器198的输入和耦合到第二放大器200的输入。例如，放大器1982可以具有15的增益，而放大器200可以具有例如7.5的增益。放大器198的输出经由开关s1耦合到比较器202的第一输入。放大器200的输出经由开关s2耦合到比较器的第一输入。信号veao耦合到比较器cmp4的第二输入。信号“veao>2.5v-bar”被耦合以控制开关s2并经由反相器204控制开关s1。因此，取决于信号“veao>2.5v-bar”，开关s1和s2中的一个被闭合而另一个被断开。因此，取决于veao的电平，放大器198和200的输出选择性地耦合到比较器202的第一输入。比较器202的输出耦合到开关逻辑192的输入。

在电流控制下，具有较高增益的放大器198是活动的，以便放大通过比较器202进行与veao的比较中isense的效果。在频率控制下，放大器200是活动的，其采用较低的增益以减小在比较中isense的效果，其使得频率控制部分188主要控制开关。

在低驱动器152的频率控制部分188内，信号isense被耦合到放大器206的输入。放大器206可以具有例如7.5的增益。放大器206的输出耦合到比较器208的第一输入。比较器的第二输入耦合到参考电压，该参考电压可以是例如大约2.5伏。比较器208的输出耦合到开关逻辑178的输入。

电流控制部分186和频率控制部分188经由开关逻辑192控制在每个开关周期内关断低侧开关sw1的定时。

低驱动器152的定时器部分190控制开关频率以及在每个开关周期接通低侧开关sw1的定时。在定时器部分190内，信号veao耦合到振荡器210的第一输入。来自比较器196的信号“veao>2.5v-bar”耦合到振荡器210的第二输入。振荡器210生成周期性斜坡信号，其耦合到定时器块212的输入。

定时器块212生成逻辑信号hon和逻辑信号onset，它们耦合到开关逻辑192。信号hon用于生成用于高驱动器控制器154的信号readyhighon。对于峰值电流控制，该信号hon以固定间隔生成。信号onset用于接通低侧开关sw1。例如，可以针对每个开关周期重置3.33微秒的定时器；定时器到期前500纳秒，信号hon被激活。并且，在定时器到期时，并且一旦zcd大于零，则可以激活信号onset。一旦激活了onset，则可以在信号zcd的谷值时闭合低侧开关sw1(因为zcd表示vl)，以便在零电压开关(zvs)条件下操作开关sw1。500纳秒的差异确保hon在onset之前被激活。

信号zcd参考与低侧驱动器控制器152相同的接地电平。信号zcd也代表vl的电平。因此，信号zcd被低侧驱动器控制器152用作vl的代表，以便在zvs条件下操作开关sw1。

对于电流控制，而不是3.33微秒的固定定时器间隔，例如，该定时器间隔根据veao的电平而变化。因此，定时器间隔会影响用于调整反馈回路中的输出电压的开关频率。

3.33微秒的定时器间隔对应于300khz的用于峰值电流控制的开关频率。在实施例中，通过适当选择定时分量，可以将开关频率fclamp钳位在500khz、300khz、145khz或一些其他所选择的频率。

开关逻辑192的输出耦合到驱动器194。驱动器194生成信号lowout。

在开关sw1和sw2的开关周期期间，紧接在断开低侧开关sw1后，vl的电平上升到vin的电平以上。在轻负载条件下，存储在变压器t1的初级侧的能量不能有效地传递到其次级侧。因此，在每个开关周期中，缓冲电容器csn中存储的能量会增加，从而使能量变得过充电，从而在断开低侧开关sw1时vl的电平会上升到过高的电平。通过在开关周期中较早地接通高侧开关sw2，可以减轻轻负载条件的这些影响。因此，根据本发明的实施例，在某些轻负载条件下，高侧开关sw2在开关周期中比以其他方式接通更早地接通。类似地，当输入电源电压vin处于高电平时，这也会导致缓冲电容器csn过充电。这也可以通过在开关周期中较早接通高侧开关sw2来减轻。当输入电压vin处于高电平时，使用频率控制来控制开关，而不是使用电流控制，也可以帮助减轻这些问题。因此，根据本发明的实施例，在某些高输入电压条件下使用频率控制。

在实施例中，比较器214被包括在图7的电流控制部分186中，该比较器214将信号rvin的电平(代表电压vin)与参考电平进行比较。如图7所示，信号rvin可以通过分压器逐渐降低，该分压器包括电阻r11和r12。将逐渐下降后的电压与参考电压vref2比较。当该比较指示vin的电平大于阈值(例如，226伏dc)时，比较器214的输出禁用比较器196。结果，开关s1断开并且开关s2闭合，因此放大器200是活动的。这使得由反激转换器控制电路的频率控制部分188主要控制开关，而不是由电流控制部分186。因此，反激转换器的控制器在检测到电源电压条件时(例如，当vin大于226伏dc的阈值时)以频率控制模式操作。

图8示出了根据本发明的实施例的用于反激转换器的控制电路中的差分信号转换器300。差分信号转换器300将单端信号hon转换为差分逻辑信号readyhighon。逻辑信号hon耦合到第一反相器302的输入。第一反相器302的输出耦合到第二反相器304的输入并控制mosfetm5。第二反相器304的输出被耦合以控制mosfetm6。mosfetm7和电流源306与mosfetm5串联耦合。mosfetm8和电流源308与mosfetm6串联耦合。电流源310与mosfetm9和mosfetm10串联耦合。参考电流流经mosfetm9和m10。信号hon取决于hon的电平来激活mosfetm5或m7中之一。取决于mosfetm5或m7中的哪一个是活动的，参考电流在mosfetm8或mosfetm7中反映(mirrored)。差分信号readyhighon的状态取决于mosfetm5或m7中的哪一个是活动的。因此，转换器300将逻辑信号hon转换为差分逻辑信号readyhighon。

提供本发明的前述详细描述是出于说明的目的，而不是穷举性的或将本发明限制于所公开的实施例。因此，本发明的范围由所附权利要求书限定。