一种电池模拟器低功耗控制方法与流程

本发明涉及了电力电子技术领域，具体涉及一种电池模拟器低功耗控制方法。

背景技术：

电池模拟器/双向直流电源是一种广泛应用于电机测功机平台、新能源/传统汽车动力测试台架以及电池包充放电测试台架的供电电源设备。随着新能源汽车大力发展，新能源汽车动力总成测试台架、电池包充放电测试设备等对电压调节范围宽、稳压精度高的电池模拟器/双向直流电源的需求量也越来越大。

电池模拟器/双向直流电源一般由网侧pwm整流器(简称有源前端，activefrontend，afe)和双向buck-boost电路(简称dc/dc)单元组成，如图1所示。afe单元用于实现三相电网的整流、回馈以及功率因数校正功能，而dc/dc单元则用于提供高精度、宽范围的直流输出电压。为适应未来新能源汽车产业的发展需求，一般测试设备对电池模拟器/双向直流电源电压调节范围要求为24v～1000v连续可调。根据国标《gb/t18488.1-2015电动汽车用驱动电机系统第1部分：技术条件》要求，一般新能源控制器的直流电压范围为36v～750v，优选电压等级最高电压为600v，而1000v电压主要用于极限工况测试。作为一个电源设备(电池模拟器/双向直流电源)，为保证输出最大电压可达到1000v，其中间的直流母线电压(afe单元的整流输出电压)要求至少在1050v左右。因此电池模拟器/双向直流电源长期以来，母线电压利用率不足60％，同时较高的母线电压势必引起较高的igbt电压应力，同时增加了开关损耗，降低了系统效率，也不利于设备关键元器件的使用寿命。

新能源汽车的快速发展得益于其相较于传统汽车没有/减少二氧化碳污染，然而在动力总成的测试过程中采用更低功耗的测功设备，有助于进一步降低一次侧的碳排放。一种电池模拟器/双向直流电源低功耗控制技术对整个新能源汽车动力总成测试、电池包充放电测试的低功耗运行非常有意义。

技术实现要素：

本发明的目的是针对上述背景技术中所存在的问题，提供一种电池模拟器/双向直流电源低功耗控制方法，本技术旨在算法实现简单，减小igbt等关键器件电压应力，降低系统开关损耗，提高系统效率。

本发明为达到上述技术指标，所采用方案是：

一种电池模拟器低功耗控制方法，包括以下步骤：

通过电压采集卡对电池模拟器的直流输出电压反馈进行采集，通过对直流输出设定电压的读取，获得dc/dc实际输出电压量udcfdb和目标输出电压参考值udcref；

dc/dc控制单元将获得的实际输出电压量udcfdb和目标输出电压参考值udcref通过控制板上的模拟量输出接口传输到afe控制板上模拟量输入接口；或通过dc/dc控制板上的通讯接口传输至afe控制板上的通讯接口；

afe控制单元根据传输获得的实际输出电压值udcfdb和目标输出电压参考值udcref进行判断；

当dc/dc的目标输出电压参考值和实际输出电压值的误差小于εx，所述εx取10伏以下时，说明此时dc/dc的输出电压环处于稳态无差状态，afe控制单元将输出母线电压参考值ubusref设定为：ubusref＝udcref+50v；

当dc/dc的目标输出电压参考值比实际输出电压值低εy以上，所述εy取10伏以上时，说明此时dc/dc的输出电压处于降压暂态过程，设定电压低于实际反馈电压值，dc/dc的输出电压环处于降压调节状态，此时afe控制单元将输出母线电压参考值ubusref设定为：ubusref＝udcfdb+50v；

当dc/dc的目标输出电压参考值比实际输出电压值高εy以上，所述εy取10伏以上时，说明此时dc/dc的输出电压环处于升压暂态过程，设定电压高于实际反馈电压值，dc/dc处于升压调节状态，为保证dc/dc升压调节的动态性，此时afe控制单元将输出母线电压参考值ubusref设定为：ubusref＝udcref+50v；

当母线电压参考值ubusref小于母线电压最小参考值ubusrefmin时，所述ubusrefmin＝ugrid×1.414+20v，母线电压参考值设定为母线电压最小参考值所述ubusref＝ubusrefmin；当母线电压参考值ubusref大于母线电压最大参考值ubusrefmax时，所述ubusrefmax由硬件耐压水平决定，母线电压参考值设定为母线电压最大参考值所述ubusref＝ubusrefmax；

电池模拟器中的afe控制单元和dc/dc控制单元保持相互数据传输，并不断通过上述步骤循环检测目标输出电压参考值udcref和实际输出电压值udcfdb，并进行判断，动态调节afe的直流母线电压设定值ubusref，最终实现电池模拟器的直流母线电压自动调整，以最低最优直流母线电压运行，以保证电池模拟器/双向直流电源igbt的低电压应力，降低系统开关损耗，提高电池模拟器关键器件使用寿命。

优选的，所述电池模拟器/双向直流电源采用dc/dc控制单元的输出设定电压以及输出反馈电压作为afe控制单位输出设定母线电压的设定判断依据；dc/dc控制单元向afe单元传输直流输出设定电压和反馈电压的传输方式包括但不限于模拟量传输，profinet通讯传输，rs485通讯传输。

优选的，所述afe为pwm整流器。

本发明的有益效果：

本发明方法除适用于电池模拟器/双向直流电源外，还能适用于各种多传动系统、四象限变频器，系统的afe整流单元可以根据后级母线电压需求量进行自动调节，以达到节能目的。

附图说明

图1本发明控制方法流程图；

图2电池模拟器/双向直流电源硬件拓扑结构图；

图3afe单元与dc/dc控制单元数据传输拓扑结构；

图4同步旋转坐标系下afe单元等效电路

图5采用pi电压外环、电流内环的afe单元控制框图

图6为电池模拟器/双向直流电源直流母线电压自动调整逻辑框图。

具体实施方式

以下结合附图和具体实施方式对本发明的实现过程和原理进行说明。

参考附图1

本发明提供一种电池模拟器低功耗控制方法，包括以下步骤：

通过电压采集卡对电池模拟器的直流输出电压反馈进行采集，通过对直流输出设定电压的读取，获得dc/dc实际输出电压量udcfdb和目标输出电压参考值udcref；

dc/dc控制单元将获得的实际输出电压量udcfdb和目标输出电压参考值udcref通过控制板上的模拟量输出接口传输到afe控制板上模拟量输入接口；或通过dc/dc控制板上的通讯接口传输至afe控制板上的通讯接口；

afe控制单元根据传输获得的实际输出电压值udcfdb和目标输出电压参考值udcref进行判断；

当dc/dc的目标输出电压参考值和实际输出电压值的误差小于εx，所述εx取10伏以下时，说明此时dc/dc的输出电压环处于稳态无差状态，afe控制单元将输出母线电压参考值ubusref设定为：ubusref＝udcref+50v；

当dc/dc的目标输出电压参考值比实际输出电压值低εy以上，所述εy取10伏以上时，说明此时dc/dc的输出电压处于降压暂态过程，设定电压低于实际反馈电压值，dc/dc的输出电压环处于降压调节状态，此时afe控制单元将输出母线电压参考值ubusref设定为：ubusref＝udcfdb+50v；

当dc/dc的目标输出电压参考值比实际输出电压值高εy以上，所述εy取10伏以上时，说明此时dc/dc的输出电压环处于升压暂态过程，设定电压高于实际反馈电压值，dc/dc处于升压调节状态，为保证dc/dc升压调节的动态性，此时afe控制单元将输出母线电压参考值ubusref设定为：ubusref＝udcref+50v；

当母线电压参考值ubusref小于母线电压最小参考值ubusrefmin时，所述ubusrefmin＝ugrid×1.414+20v，母线电压参考值设定为母线电压最小参考值所述ubusref＝ubusrefmin；当母线电压参考值ubusref大于母线电压最大参考值ubusrefmax时，所述ubusrefmax由硬件耐压水平决定，母线电压参考值设定为母线电压最大参考值所述ubusref＝ubusrefmax；

电池模拟器中的afe控制单元和dc/dc控制单元保持相互数据传输，并不断通过上述步骤循环检测目标输出电压参考值udcref和实际输出电压值udcfdb，并进行判断，动态调节afe的直流母线电压设定值ubusref，最终实现电池模拟器的直流母线电压自动调整，以最低最优直流母线电压运行，以保证电池模拟器/双向直流电源igbt的低电压应力，降低系统开关损耗，提高电池模拟器关键器件使用寿命。

其中：所述电池模拟器/双向直流电源采用dc/dc控制单元的输出设定电压以及输出反馈电压作为afe控制单位输出设定母线电压的设定判断依据；dc/dc控制单元向afe单元传输直流输出设定电压和反馈电压的传输方式包括但不限于模拟量传输，profinet通讯传输，rs485通讯传输。

下面结合附图2-6进行说明

图2所示为电池模拟器/双向直流电源硬件拓扑图，由图可知，电池模拟器/双向直流电源由两部分组成，网侧为pwm整流器(亦可称为有源前端，activefrontend，简称afe)，系统处于放电状态时用于提供稳定的直流母线电压供后端(dc/dc)使用，系统处于发电状态时用于将直流母线回馈的功率回馈至电网；直流侧为buck-boost双向dc/dc(简称dc/dc)，系统处于放电状态时，dc/dc工作于buck模式，向负载提供稳定的高精度、宽范围电压，当系统处于发电状态时，dc/dc工作于boost模式，将低压侧回馈的功率传送至直流母线。

图3为本发明提出的一种电池模拟器/双向直流电源低功耗控制技术原理框图。如框图所示，本发明中afe为pwm整流器，采用电网电压定向矢量控制为例介绍afe的数学模型，采用电动机惯例，于是，式1所示afe在同步旋转dq坐标系下的电压数学模型：

其等效电路图如图4所示，其中ω1为电网的同步角速度。式1中引入了交叉耦合项ω1lgigq、ω1lgigd以实现d、q轴电流的独立控制。

作为pwm整流器，其主要功能便是控制直流母线电压恒定，为使网侧变换器工作于可控整流状态，就必须对直流母线电压进行控制。

如图2所示左半部分为网侧变换器工作于pwm整流状态下的主电路图。根据图2所示的网侧pwm整流器的拓扑结构，由基尔霍夫电压、电流定理，可得：

式中：sa、sb、sc分别为三相桥臂的开关函数。sk＝1(k＝a,b,c)表示相应桥臂上管导通，下管关断；反之，表示相应桥臂上管关断，下管导通。

对式2进行帕克坐标变换可得：

网侧pwm整流器作单位功率因数运行时，通常令q轴电流给定参考值则式3可简化为：

又根据基尔霍夫电流定理有：

式中，pg为网侧pwm整流器的输入功率。于是可得：

因此，直流母线电压控制器可设计为：

其中，ubusref为直流母线电压给定参考值，ubusfdb为直流母线电压反馈值，kpv、kiv分为直流母线电压pi调节器的比例系数、积分系数。

于是，根据式6、7可得d轴电流参考给定值为

如图6所示为网侧pwm整流器采用pi电压调节器，电流调节器的控制框图。由图可知，网侧pwm整流器通过电压外环，电流内环的矢量控制实现直流母线电压无差控制。

如图2，图3可知，afe单元采用三相全桥pwm整流控制技术，其根据功率大小不同，三相桥臂可采用单管igbt形式或多管并联igbt形式。根据英飞凌技术文档《iposim6》可得单个igbt(包含反并联二极管)的平均功率损耗公式如下：

其中，igbt的导通功率损耗pcond由下式获得：

式中：

为afe交流测的正弦电流。

vce(t)＝vce0+r·i(t)，为igbt导通压降。

τ'(t)，为igbt的开关函数，含义同式2所表示开关函数sk。

式9中，igbt的开关功率损耗psw可由下式获得：

其中，

式9中的igbt开关损耗不仅包括了igbt本身的开关损耗psw,igbt，还包含了反并联二极管的关断损耗psw,diode，如下式所示：

由式9，11，12，13可知，igbt的损耗包含了导通损耗pcond和开关损耗psw，随着开关频率的升高以及母线电压的升高，igbt的开关损耗，及其占比也会随之增高，因此通过合理的控制直流母线电压ubusfdb，可以起到非常明显的降低开关损耗的作用。

在明确afe单元的工作原理以及igbt损耗的主要构成后，即可根据图2所示，afe将根据dc/dc传输过来的输出电压给定值udcref和输出电压反馈值udcfdb对afe电压外环的给定电压ubusref进行实时调整，详细流程图如图6所示。在满足dc/dc输出电压稳定性的前提下，输出最低直流母线电压，从而降低了igbt的开关损耗，提高了系统效率和关键器件的使用寿命。

最后应说明的是：以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，对于本领域的技术人员来说，其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换,凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。