一种交错并联LLC的均流控制方法与流程

本发明属于交错并联llc谐振变换器技术领域，涉及一种交错并联llc的均流控制方法。

背景技术：

随着电源产品的发展，高频化、高效率、高功率密度已经成为发展趋势。由于llc谐振变换器可以在全负载范围内实现软开关，所以应用也越来越广泛，但是由于其输出电流纹波较大，若增加滤波装置，必然会增加产品的体积，也会增加最后的成本，且llc变换器并不适用于大功率场合，而且，科技的发展让电动汽车成为这个时代的主流，充电桩的数量少、汽车充电时间长、充电效率不高等问题已经出现，基于此，利用两路交错并联的llc电路可以很好的解决此问题，通过采用时钟交错的方式，将开关管相差一定的相位，可以大大减小输出电流的纹波，同时也提高了输出功率，在缩小系统体积和降低成本方面有很大的帮助。由于两路llc电路的并联，会因每个元器件之间的差异，导致两路输出功率不能达到均分，这势必会导致输出功率主要来自于一路，不仅降低了交错并联llc工作的可靠性，而且减小了输出功率较大-路元器件的使用寿命，因此解决两路llc谐振变换器的均流问题成为关键。

在此之前，有关资料提到采用共用电感来达到均流的目的，其思想就是:将各路llc谐振变换器的谐振电感并联来减少参数差异来源，采用这种方法谐振电感参数差异不会导致不均流，并且不需要均流控制环路，实现起来相对容易，但其他参数差异较大时，不均流度大，均流效果差。

也有资料提到，将副边整流电路桥臂下管的二极管替换为开关管，对副边开关管的开关时间进行调节实现均流，在电流较小路的谐振电流过零点处，使该路副边的两个开关管同时延时关断，但在此期间，副边的两个开关管会同时导通，电路具有boost特性，增益增大从而实现均流。然而，此方法需要实时检测谐振电流过零点，控制复杂。

交错并联技术的原理：根据时钟信号不同的方法进行讨论，若两个时钟信号的频率和幅值相同，并且两个信号是同步的，这两种信号叠加后就类似于单个模块，其频率不变，幅值加倍：若时钟信号相互独立，有着不同的时钟频率，那么输出电流纹波会随机的相消或增大；若两个模块的频率是相同的，控制信号并且有一定的相位差，这样就可以相互交错，从而减小输出电流的纹波。

技术实现要素：

本发明的目的是提供一种交错并联llc的均流控制方法，若不采取均流的措施，不仅会导致元器件加快损坏，更达不到提高输出功率密度和减小输出电流纹波的效果，甚至会增加产品的成本，所以，对交错并联llc的均流控制问题就显得尤为重要。

本发明所采用的技术方案是，一种交错并联llc的均流控制方法，具体按以下步骤实施：

步骤1，设计llc电路，将两路llc电路进行并联，组成llc电路并联系统，且llc电路的输入端为并联，输出端也为并联；

步骤2，设计确定关键参数，将经步骤1设计的交错并联llc电路进行稳态建模，然后对稳态模型进行分析；

步骤3，根据步骤2的稳态模型分析，对经步骤1设计的llc电路进行均流控制。

本发明的特点还在于：

其中步骤1中llc电路具体结构为：输入电压为vin，经过全桥逆变电路后，进入谐振腔并经过变压器变压，变压后的电压经过全桥整流电路输出，其中整流桥的实际负载为r0，谐振腔的谐振电容为cr，电容cr串联谐振电感lr，并联电感为励磁电感lm；

其中全桥逆变电路与全桥整流电路均为全桥结构的llc电路；

其中步骤2关键参数的确定具体内容为：变压器为理想变压器，变比为1:n，输入变压器原边的电流为正弦波，输出电压没有纹波，滤波电容足够大，工作频率在变换器谐振频率fr附近，电路中的电压及电流都采用其基波分量替代；

其中步骤2中交错并联llc电路进行稳态建模的具体过程为：建立两路交错llc的等效模型，两路模块的输入电压有效值分别为vab、vab，其等效电阻re不变，其表达式如下：

为了得到交错并联llc谐振变换器的增益曲线，考虑到两个模块电路参数一致，将负载电阻进一步归算到各自的谐振腔输出侧；两个模块输出电流的有效值io1、io2相等，均为交错并联电路输出电流有效值io的一半，折算至变压器原边的等效负载电阻re1、re2也相等，其表达式如下：

由上式可知，交错并联llc谐振变换器的等效模型转换成了两个完全相同的单相llc谐振变换器的等效模型，仅仅是等效负载电阻变为了两倍；结合单相llc谐振变换器的增益公式，交错并联llc谐振变换器的增益表达式为：

式中，ln为励磁电感与谐振电感之比，q为品质因数,fn为归一化的工作频率；

其中步骤3中均流控制的具体内容为：

谐振网络移相前的输入电压的傅里叶级数表达式为：

移相后谐振网络的输入电压的傅里叶级数表达式为：

根据基波近似法，忽略高次谐波，谐振网络输入电压的基波有效值为：

则加入移相角后，全桥llc谐振变换器的增益表表达式为：

由公式(21)与公式(25)相比较可以看出，在其他因素不变的情况下，随着移相角θ的增大，全桥llc谐振变换器的电压增益减小；因此，在交错并联全桥llc变换器中，在增益较大的一路全桥llc变换器中，引入移相角θ，来减小该路的电压增益，直至两路增益相等，即可实现均流。

本发明的有益效果是：

本发明的一种交错并联llc的均流控制方法不仅可以很好地增加交错并联llc的稳定性，提高功率密度，而且可以有效地控制不均流度，减小模块本身及参数对电路的影响，提高了产品的优良特性，明显改善了电路不均流的问题。

附图说明

图1是本发明的一种交错并联llc的均流控制方法中llc谐振主电路图；

图2是本发明的一种交错并联llc的均流控制方法中交错并联llc基本主电路图；

图3是本发明的一种交错并联llc的均流控制方法中变频控制单相llc变换器fha等效模型图；

图4是本发明的一种交错并联llc的均流控制方法中交错并联llc变换器解耦前fha等效模型图；

图5是本发明的一种交错并联llc的均流控制方法中交错并联llc变换器解耦后fha等效模型图；

图6是本发明的一种交错并联llc的均流控制方法中均流控制原理流程图；

图7是本发明的一种交错并联llc的均流控制方法中谐振电感参数有差异时的两路输出电流波形图；

图8是本发明的一种交错并联llc的均流控制方法中谐振电感参数有较小差异时的两路输出电流波形图；

图9是本发明的一种交错并联llc的均流控制方法中在谐振电感有差异时引入移相角后的两路输出电流波形图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施方式对本发明进行详细说明。

本发明提供了一种交错并联llc的均流控制方法，具体为：

步骤1，设计llc电路：

llc谐振变换器由逆变网络、谐振腔以及整流滤波网络三大模块组成，如图1所示，交错并联llc电路由两组基本llc电路组成，采用输入并联输出并联的方式，如图2所示；

llc1电路由逆变电路q1、q2、q3、q4，谐振网络lr1、cr1、lm1，变压器t1及整流电路d1、d2、d3、d4组成；其连接方式为电源与逆变电路的输入相连，输出端接谐振网络，变压器的原副边分别接逆变网络与整流桥，整流桥的输出端接滤波电容与负载，电流传感器i1连在第一路输出线路上；

llc2电路由逆变电路q5、q6、q7、q8，谐振网络lr2、cr2、lm2，变压器t2及整流电路d5、d6、d7、d8组成；其连接方式为电源与逆变电路的输入相连，输出端接谐振网络，变压器的原副边分别接逆变网络与整流桥，整流桥的输出端接滤波电容与负载，电流传感器i2连在第一路输出线路上；

对需要移相的一路，通过改变q2、q3或者q6、q7的相位，来达到减小该路电压增益的目的，从而减小了该路的输出电流，使得两路电流相等；

步骤2，设计确定关键参数，将经步骤1设计的交错并联llc电路进行稳态建模，然后对稳态模型进行分析：

首先了解交错并联llc的稳态建模：

对于谐振网络有两种情况，分别记为f与fm公式如下:

根据要求，电路需要工作在正常状态，即以下三种状态(感性状态)：fs＜fm＜fr、fs＝fr、fs＞fr；

进行电路分析时，需要在稳态情况下进行分析，因此为了分析简便，需要做理想假设：

变压器为理想变压器，变比为1:n；

输入变压器原边的电流为正弦波；

输出电压没有纹波，滤波电容足够大；

工作频率在变换器谐振频率fr附近，电路中的电压及电流都采用其基波分量替代；

llc谐振变换器的变频控制中，直流电压源连接在逆变网络的原边，逆变网络副边输出方波电压，由基波分析法的原理，若只考虑方波电压的基波成分，可以将其看成是个正弦电压源，副载可以折算到变压器的原边，加上变压器与副边整流电路，近似可以等效为一个输出电阻re这样就可以得到llc谐振控制在变频控制下的基波分析法等效模型，如图3所示；

由图中显示，输入端vab表示逆变模块输出电压的基波分量有效值，re表示负载电阻，由变压器、整流电路与变压器副边电阻等效而来，各等效参数的计算过程如下所示：

对全桥逆变电路的输出电压进行傅里叶分解，得到基波分量vab(即谐振腔的输入电压基波分量)与输入电压vin的比值及有效值，分别为如式(3)、式(4)所示：

由变压器副边输出电压的作用，变压器原边励磁电感的电压被箝位，但是经过变压器会有一个变比，那么可得到谐振腔的输出电压的幅值nvo，其波形为一个交流方波，由此励磁电感电压基波分量vp及其有效值vp：

因为谐振元件的存在，流过谐振腔的谐振电流可以近似为正弦波：

式中，表示谐振腔的输入电压和与谐振电流之间的相角差，ir是谐振电流幅值；

变压器原边绕组的电流基波分量ip与变压器副边绕组的电流基波分量is分别可以表示为：

两者之间相差一个比例；根据安秒平衡原理，整流输电路出电流|is(t)|在一个周期内的平均值等于负载电流，即：

由公式(8)-(10)联立，可解出ip与io的关系：

根据功率守恒得：

由此可以得出负载电阻归算到谐振腔输出端的等效电阻为：

假定谐振腔的电压增益用m来表示，该增益与输入电压及输出电压的关系为：

利用变换器的fha等效模型，可求出谐振网络的传递函数，传递函数的幅值即为变换器谐振腔的电压增益m，其表达式为：

将表达式中的耦合参数作归一化处理，这样有利于做定量分析。得到如下公式：

其中，ln为励磁电感与谐振电感之比，q为品质因数,fn为归一化的工作频率；

定义谐振网络的特征阻抗zo，即谐振网络复阻抗的虚部为：谐振网络的品质因数q为ln为励磁电感为归一化的工作频率为

以上为单相llc谐振变换器在变频控制下的fha等效模型，如附图4所示：交错并联llc谐振变换器可以用同样的方式得到基波分析法的等效模型，输入电压经过逆变模块后，可以转化为两路之间的相位相差90度的方波，分别加载到两路谐振变换器输入端，经过谐振网络模块后，两路相差90度的电流一起流过负载。

交错并联llc的稳态建模：

根据单相llc谐振变换器等效模型建立的原理，以此来建立两路交错llc的等效模型，两路模块的输入电压有效值分别为vab、vab，其等效电阻re不变，其表达式如下：

为了进一步得到交错并联llc谐振变换器的增益曲线，考虑到两个模块电路参数一致，将负载电阻进一步归算到各自的谐振腔输出侧，其等效电路图如附图5所示；

两个模块输出电流的有效值io1、io2相等，均为交错并联电路输出电流有效值io的一半，折算至变压器原边的等效负载电阻re1、re2也相等，其表达式如下：

交错并联llc谐振变换器的等效模型转换成了两个完全相同的单相llc谐振变换器的等效模型，仅仅是等效负载电阻变为了两倍，结合单相llc谐振变换器的增益公式(17)，交错并联llc谐振变换器的增益表达式为：

定义谐振网络的特征阻抗zo，即谐振网络复阻抗的虚部为：谐振网络的品质因数q为ln为励磁电感为归一化的工作频率为

在单相llc谐振变换器的基研究交错并联llc；采用同样的原理得到交错并联llc两路输出电流为单相llc输出电流的一半，每路等效负载变为原来的两倍，而其余参数不变；

通过对llc谐振变换器的稳态模型分析，不仅可以简化问题难度，而且对移相角的引入的理解也更为清晰透彻。

步骤3，均流控制策略：

谐振网络移相前的输入电压的傅里叶级数表达式为：

移相后谐振网络的输入电压的傅里叶级数表达式为：

根据基波近似法，忽略高次谐波，谐振网络输入电压的基波有效值为：

则加入移相角后，全桥llc谐振变换器的增益表表达式为：

由公式(21)与公式(25)相比较可以看出，在其他因素不变的情况下，随着移相角θ的增大，全桥llc谐振变换器的电压增益减小，因此，在交错并联全桥llc变换器中，在增益较大的一路全桥llc变换器中，引入移相角θ，来减小该路的电压增益，直至两路增益相等，即可实现均流；

图6所示为本方案的控制原理图，采用输入并联输出并联的方式，在原本变频控制的基础上，通过对两路输出电流进行采样，得到的误差进行滤波并放大，将这个信号传送给开关管的驱动用来移相补偿，改变开关管的开通与关断的位置来减小输出电压增益，进而减小输出电流，达到均流的目的。

图7所示的两路输出电流波形，其第一路谐振电感参数比第二路大10％，得到的波形不均流度大；图8所示在未引入移相且两路参数相差较小情况下时的波形，从图中明显看出，其不均流程度也较为明显；而图9引入移相补偿后，两路输出电流波形明显改善，均流效果良好，因此采用所提方法具有一定的意义。