电源转换系统及其磁性元件的制作方法

本公开涉及一种电源转换系统及其磁性元件，特别涉及一种具有可均摊流经绕线柱的交流磁通的磁芯组件的电源转换系统及其磁性元件。

背景技术：

在现有的非隔离型的大电流降压应用中，多采用并联的2相降压电路拓扑，如图1所示，其是利用并联来减小每个开关管上的电流应力，并采用占空比错相180度的开关来驱动每相降压电路，以此来减小电流纹波。但该降压电路拓扑的输出电压和输入电压的电压传输比为开关占空比，即vo＝vin*d。在输入电压较大于输出电压的应用场合中，开关占空比也相应变小，使得降压电路拓扑不能工作在最优状态。

因此，如何发展一种可改善上述现有技术的电源转换系统及其磁性元件，实为目前迫切的需求。

技术实现要素：

本公开的目的在于提供一种电源转换系统及其磁性元件，电源转换系统的电源转换电路为可扩展占空比的多相降压变换器，相较于现有的降压电路，在相同输入输出的条件下，可有效提升占空比，并相应降低开关在导通或关段时对应的跳变电压变化量，可降低开关损耗，提升效率。此外，通过电源转换系统中的磁芯组件的特殊结构，可均摊流经绕线柱的交流磁通，进而减小磁芯组件的基板厚度，从而降低电源转换系统产品的高度，借此实现超薄化并提升适用性，同时也大幅提升电源转换系统的功率密度并降低垂直热阻。

为达上述目的，本公开提供一种磁性元件，包含磁芯组件、两个绕组及气隙。磁芯组件包含两个基板、四个绕线柱及辅助柱单元，四个绕线柱及辅助柱单元设置于至少一个基板上并位于该两个基板之间，且四个绕线柱的中心点连线呈四边形，四边形具有第一对角线及第二对角线。该辅助柱单元位于该四个绕线柱之间。其中之一绕组绕制在位于第一对角线的其中两个绕线柱上，使得第一对角线上的两个绕线柱上的磁通方向相同，磁通量相等。另一绕组绕制在位于第二对角线的另两个绕线柱上，使得第二对角线上的两个绕线柱上的磁通方向相同，磁通量相等。相邻的任两个绕线柱上的磁通方向相反。由任一绕线柱流出的磁通分别流向两个相邻的绕线柱和辅助柱单元而形成三个闭合磁路。气隙设置于辅助柱单元上。

为达上述目的，本公开另提供一种电源转换系统，包含电源转换电路及磁性元件。电源转换电路包含输入端、输出端、级联的第一开关功率转换单元和第二开关功率转换单元以及储能装置。输入端用以接收输入电压。输出端用以输出输出电压。第一开关功率转换单元和第二开关功率转换单元均包含第一开关、第二开关及电感，于任一开关功率转换单元中，第一开关的一端电连接于第二开关的一端及电感的一端，第二开关的另一端接地，电感的另一端电连接于输出端，第一开关功率转换单元的第一开关的另一端电连接于输入端，第二开关功率转换单元的第一开关的另一端电连接于第一开关功率转换单元的第一开关。储能装置电连接于第一开关功率转换单元的第一开关与电感之间。第一及第二开关功率转换单元的两个电感的绕线是作为两个绕组而卷绕于磁芯组件上。

为达上述目的，本公开另提供一种电源转换系统，包含电源转换电路及磁性元件。电源转换电路包含输入端、输出端、级联的第一开关功率转换单元和第二开关功率转换单元以及两个储能装置。输入端用以接收输入电压。输出端用以输出输出电压。第一开关功率转换单元和第二开关功率转换单元均包含第一开关、第二开关、第三开关及电感，于任一开关功率转换单元中，第一开关的一端电连接于输入端，第一开关的另一端电连接于第二开关、第三开关及电感的一端，第二开关的另一端电连接于另一开关功率转换单元的第一开关的另一端，电感的另一端电连接于输出端。其中一个储能装置电连接于第一开关功率转换单元的第一开关与电感之间，另一储能装置电连接于第二开关功率转换单元的第一开关与电感之间。第一及第二开关功率转换单元的两个电感的绕线是作为两个绕组而卷绕于磁芯组件上。

附图说明

图1为现有的2相降压电路的电路结构示意图。

图2a为本公开优选实施例的第一电源转换电路的电路结构示意图。

图2b为本公开优选实施例的第二电源转换电路的电路结构示意图。

图3a及图3b为第一电源转换电路中各开关的驱动信号于不同占空比时的波形图。

图3c为第二电源转换电路中各开关的驱动信号于不同占空比时的波形图。

图4a为本公开第一实施例的第一电源转换系统的电路结构示意图。

图4b为显示图4a中的开关驱动信号及相应电压变化的波形图。

图5a为本公开第二实施例的第一电源转换系统的电路结构示意图。

图5b为显示图5a中的开关驱动信号及相应电压变化的波形图。

图5c为本公开第三实施例的第二电源转换系统的电路结构示意图。

图5d为本公开第四实施例的第二电源转换系统的电路结构示意图。

图6a为第五实施例的第一电源转换电路的电路结构示意图。

图6b为本公开第五实施例的应用于图6a的第一电源转换电路的电源电路及预充电电路的电路结构示意图。

图6c为第六实施例的第二电源转换电路的电路结构示意图。

图6d为与图6c相对应的控制时序。

图7a为本公开第七实施例的第一电源转换电路及钳位电路的电路结构示意图。

图7b为本公开第八实施例的第一电源转换电路及钳位电路的电路结构示意图。

图7c为本公开第九实施例的第一电源转换电路及钳位电路的电路结构示意图。

图7d为本公开第十实施例的第二电源转换电路及其钳位电路的电路结构示意图。

图7e为本公开第十一实施例的第二电源转换电路及其钳位电路的电路结构示意图。

图7f为本公开第十二实施例的第二电源转换电路及其钳位电路的电路结构示意图。

图8a为本公开第十三实施例的第一电源转换电路、自举电源电路及驱动电路的电路结构示意图。

图8b为本公开第十四实施例的第一电源转换电路、自举电源电路及驱动电路的电路结构示意图。

图8c为本公开第十五实施例的第二电源转换电路、自举电源电路及驱动电路的电路结构示意图。

图9a为本公开优选实施例的磁芯组件的部分结构示意图。

图9b及图9c为图9a的磁芯组件在一个开关周期内的不同时间段的交流磁通方向示意图。

图9d为为本公开另一优选实施例的磁芯组件的部分结构示意图。

图9e为图9d的磁芯组件的交流磁通方向示意图。

图9f为为本公开另一优选实施例的磁芯组件的部分结构示意图。

图10a为本公开另一优选实施例的磁芯组件的部分结构示意图。

图10b为图10a的磁芯组件在一个开关周期内的不同时间段的交流磁通方向示意图。

图10c为图10a的磁芯组件中的交流磁通变化量在一个开关周期内的波形图。

图10d、图10g、图10h及图10i为图10a的磁芯组件的各种变化例的部分结构示意图。

图10e及图10f为图10d的俯视图，用以示出两种电感的绕线方式。

图11a和图11b为示出多个第一电源转换电路交错并联的电路结构示意图。

图11c为示出多个第二电源转换电路交错并联的电路结构示意图。

图12为包含两个第一电源转换电路的电源转换系统的电路结构示意图。

图13a及图13b为图12的电源转换系统的预充电电路的电路结构示意图。

图14为图12的电源转换系统的自举电源电路的电路结构示意图。

图15为包含两个第二电源转换电路的电源转换系统的电路结构示意图。

图16为图15的电源转换系统的预充电电路的电路结构示意图。

附图标记说明：

10、100：控制器

11、12、13、a1、a2、ax：电源转换电路

21、22：电源电路

31、32、33、34、35、36、37：预充电电路

cb、cb1、cb2、cb10、cb11、cb12、cvcc：电容

swa、swc、swaa、swab、swca、swe、swg、swi、swec、swgc、swed、swgd：第一节点

swb、swd、swba、swbb、swca、swf、swh、swj、swfc、swhc、swfd、swhd：第二节点

m11、m12、m13、m11a、m12a、m11b、m12b、s11、s12、s13、s11c、s12c、s11d、s12d：第一开关

m21、m22、m23、m21a、m22a、m21b、m22b、s21、s22、s23、s21c、s22c、s21d、s22d：第二开关

sr1、sr2、sr3、sr1c、sr2c、sr1d、sr2d：第三开关

s1：第四开关

s2：第五开关

s3：第六开关

l1、l2、l1a、l2a、l1b、l2b：电感

ts：开关周期

d、daux：占空比

t1：磁性元件

t4、t2、t3、t31、t32、t3a、t3b、t3c、t3d：绕组

t2a：第一端

t2b：第二端

vcc：供电电压

d1：第一二极管

d2：第二二极管

d3、d3a、d3b、d31、d32、d3c、d3d：第三二极管

d4：第四二极管

d41、d42、md1’、d43、d44：吸收二极管

d51、d52、d53、d54：放电二极管

d61、d62、d63、d11、d12、d21、d22：自举二极管

d71、d72、d73、d74、d71c、d72c、d73c、d74c、d71d、d72d、d73d、d74d：隔离二极管

md1：寄生二极管

c1：第一电容

c2：第二电容

c3、c31、c32、c3a、c3b、c3c、c3d：第三电容

c41、c42、c43、c44、cin’、cb’、cin1’、cb1’、cb2’、cin2’：吸收电容

c51、c52、c53、c14、c15、c24、c25：自举电容

cin：输入电容

r1：第一电阻

r2：第二电阻

r3、r31、r32、r3a、r3b、r3c、r3d：第三电阻

r4、r41、r42、r4a、r4b、r4c、r4d：第四电阻

ic1、ic2、ic3、ic11、ic12、ic21、ic22：驱动电路

p1、p2、p3：节点

vt1、vt2、vc1、vc2、vc3、vc31、vc32、vcc1、vcc2、vcc3、vc3a、vc3b、vcc1a、vcc2a、vcc1b、vcc2b、vcc11、vcc12、vcc21、vcc22：电压

vin：输入电压

vo：输出电压

dri-m11、dri-m12、dri-m13、dri-m21、dri-m22、dri-m23、dri-s11、dri-s12、dri-s21、dri-s22、dri-sr1、dri-sr2：驱动信号

pwm1、pwm2、pwm11、pwm12、pwm21、pwmx1、pwmx2、pwmy1、pwmy2：控制信号

4、5：下磁芯

41、42、61、62、63、64、71、72、73、74、81、82、83、84、91、92、93、94：绕线柱

51：第一绕线柱

52：第二绕线柱

53：第三绕线柱

54：第四绕线柱

43、44、95、96：边柱

55：第一中柱

56：第二中柱

65、75、85：中柱

45、57、67、77、87、97：基板

фac1、фac2、фac3、фac4：交流磁通

to、t1、t2、t3、t4：时刻

具体实施方式

体现本公开特征与优点的一些典型实施例将在后段的说明中详细叙述。应理解的是本公开能够在不同的实施方式上具有各种的变化，其皆不脱离本公开的范围，且其中的说明及图示在本质上是当作说明之用，而非架构于限制本公开。

图2a为本公开优选实施例的第一电源转换电路的电路结构示意图，图3a及图3b为第一电源转换电路中各开关的驱动信号于不同占空比时的波形图，图4a为本公开第一实施例的第一电源转换系统的电路结构示意图，图4b为显示图4a中的开关驱动信号及相应电压变化的波形图，图5a为本公开第二实施例的第一电源转换系统的电路结构示意图，图5b为显示图5a中的开关驱动信号及相应电压变化的波形图。如图4a、图5a所示，本公开的第一电源转换系统包含如图2a的第一电源转换电路、电源电路及至少一预充电电路。

第一电源转换电路包含输入端、输出端、n个开关功率转换单元及n-1个储能装置，其中n为大于等于2的正整数。输入端及输出端分别用以接收输入电压vin与产生输出电压vo。每一开关功率转换单元均包含串联耦接的第一开关及第二开关，第一开关及第二开关具有一开关周期，并依循开关周期进行周期性作动，其中，开关周期具有一占空比。其中，第1个开关功率转换单元的第一开关连接于输入端，其余开关功率转换单元的该第一开关依序串联连接于前一开关功率转换单元的第一开关。n-1个储能装置串联于输入端与输出端之间，每一储能装置的两端分别具有第一节点swa及第二节点swb，且第n个储能装置与输入端之间具有n个第一开关，其中n为大于等于1且小于等于n-1的正整数。储能装置可为例如但不限于电容。储能装置用以对输入电压进行分压，在一开关周期内，储能装置存储能量并将能量传递至输出端，储能装置所存储的能量与占空比成正比。于一些实施例中，电源转换电路还包含控制器10，控制器10架构于输出至少两控制信号pwm1及pwm2，以分别控制第一电源转换电路中各开关功率转换单元的开关。由上述可知，本公开的第一电源转换电路为可扩展占空比的多相降压变换器，相较于现有的降压电路，在相同输入输出的条件下，可有效提升占空比，并相应降低开关在导通或关段时对应的跳变电压变化量，可降低开关损耗，提升效率。

第一电源转换系统还包含一电源电路。该电源电路电连接于第一电源转换电路，以接收输入电压vin，且电源电路包含磁性元件t1，磁性元件t1可为例如但不限于电感或变压器。于一实施例中，该电源电路还可输出供电电压vcc至电源转换电路，从而为电源转换电路中的控制芯片及驱动芯片进行供电。

第一电源转换系统还包含n-1个预充电电路。该n-1个预充电电路是与n-1个储能装置一一对应，以分别为对应的储能装置进行充电。每一预充电电路均包含相连接的绕组及整流滤波电路。绕组与磁性元件t1相耦合，以接收一转换电压。整流滤波电路的输出电连接于对应储能装置的两端的第一节点及第二节点，以接收转换电压并输出充电电压至对应的该储能装置，其中为第n个储能装置进行充电的预充电电路的绕组与磁性元件的匝数比为(n-n)：n。

借此，在第一电源转换电路进行电压转换前，可先行利用第一电源电路中磁性元件t1上的电压及预充电电路对储能装置进行预充电，然后使第一电源转换电路进入输出电压的软启动状态，在第一开关导通后，第二开关的端电压应力较低，因此第二开关可选用低耐压的开关器件即可满足需求，可有效降低成本，且低耐压的开关器件具有低导通内阻，可提升电源转换的效率并降低损耗。

此外，电源电路及预充电电路的具体实施方式对应电源电路的类型而有所变化。

于一实施例中，电源电路可为降压电路，如图4a所示，电源电路21包含磁性元件t1、第四开关s1及第五开关s2，第四开关s1的一端电连接于输入端，第四开关s1的另一端连接于第五开关s2的一端及磁性元件t1的一端，第五开关s2的另一端接地，磁性元件t1的另一端输出供电电压vcc的正端，其中第四开关s1及第五开关s2互补导通。在此情况下，于每一预充电电路31中，绕组t2具有第一端及第二端，整流滤波电路包含第一二极管d1、第一电容c1、第二二极管d2及第二电容c2，绕组t2的第一端t2a连接于第一二极管d1的正极及第二二极管d2的负极，绕组t2的第二端t2b连接于第一电容c1的负极及第二电容c2的正极，第一二极管d1的负极及第一电容c1的正极电连接于对应的第一节点swa，第二二极管d2的正极及第二电容c2的负极电连接于对应的第二节点swb，用以实现对储能装置cb的预充电。在实际应用中，通过调整第一电容c1及第二电容c2的容值，可限制整流滤波电路31输出至储能装置cb的充电电流，从而起到限流作用，然对充电电流进行限流的方式并不以此为限。于一些实施例中，整流滤波电路31还包含第一电阻r1及第二电阻r2，第一电阻r1的一端连接于第一二极管d1的负极及第一电容c1的正极，第一电阻r1的另一端连接于对应的第一节点swa，第二电阻r2的一端连接于第二二极管d2的正极及第二电容c2的负极，第二电阻r2的另一端连接于对应的第二节点swb，借此，第一电阻r1及第二电阻r2可作为限流电阻而对输出至储能装置cb的充电电流进行限流。此外，于一些实施例中，电源电路21还包含电容cvcc，电容cvcc的一端连接于磁性元件t1的另一端，即供电电压vcc的正端，电容cvcc的另一端接地。

于另一实施例中，电源电路可为反驰式电路，如图5a所示，电源电路22包含串联连接的磁性元件t1及第六开关s3，于每一预充电电路32中，绕组t3正向耦合于磁性元件t1，绕组t3的第一端连接于第三二极管d3的正极，第三二极管d3的负极连接于第三电容c3的正极，且电连接于对应的第一节点swa，绕组t3的第二端电连接于第三电容c3的负极，且电连接于对应的第二节点swb，用以实现对储能装置cb的预充电。于一些实施例中，整流滤波电路32还包含第三电阻r3及第四电阻r4。第三电阻r3的一端连接于第三二极管d3的负极及第三电容c3的正极，第三电阻r3的另一端连接于对应的第一节点swa，第四电阻r4的一端连接于绕组t3的第二端及第三电容c3的负极，第四电阻r4的另一端连接于对应的第二节点swb，借此，第三电阻r3及第四电阻r4可作为限流电阻而对输出至储能装置cb的充电电流进行限流。于一些实施例中，电源电路22还包含绕组t4、第四二极管d4及电容cvcc，绕组t4的一端连接于第四二极管d4的正极，第四二极管d4的负极连接于电容cvcc的一端及电源转换电路，绕组t4的另一端连接于电容cvcc的另一端并接地，借此，通过绕组t4反向耦合于磁性元件t1，以产生供电电压vcc对电源转换电路进行供电。

以下以图4a及图5a所示的实施例对n等于2时的第一电源转换电路的实际实施方式进行示例说明。

于图4a所示的本公开第一实施例中，n等于2，电源转换电路11包含两个开关功率转换单元及一个储能装置，其中储能装置为电容cb，电容cb的两端具有第一节点swa及第二节点swb，第1个开关功率转换单元包含第一开关m11、第二开关m21及电感l1，第2个开关功率转换单元包含第一开关m12、第二开关m22及电感l2。请参阅图3a及图3b，ts为开关周期，d为开关周期的占空比，图3a及图3b分别示出电源转换电路11在占空比d小于50％及占空比d大于50％时的开关驱动信号，其中第一开关m11及m12的控制时序错相180度，第一开关m11与第二开关m21的驱动信号互补，第一开关m12与第二开关m22的驱动信号互补。

预充电电路31的绕组t2具有第一端t2a及第二端t2b，且电源电路21的磁性元件t1与绕组t2的匝数比为2：1。参照图4b所示的波形图，其中daux为辅助电源的占空比。当第四开关s1导通且第五开关s2关断时，磁性元件t1两端的电压为vin-vcc，绕组t2两端的电压vt2为(vin-vcc)/2，此时第一端t2a的电位为正，第二端t2b的电位为负，第一二极管d1导通，故第一电容c1两端的电压vc1为(vin-vcc)/2。而当第四开关s1关断且第五开关s2导通时，磁性元件t1两端的电压vt1为–vcc，此时第一端t2a的电位为负，第二端t2b的电位为正，第二二极管d2导通，故第二电容c2两端的电压vc2为vcc/2。由上述可知，第一电容c1与第二电容c2两端的叠加电压(＝vin/2)通过第一电阻r1及第二电阻r2对电容cb进行充电，使电容cb两端的电压为vin/2。且，当第一开关m11导通时，第二开关m21及m22上的电压应力为输入电压vin与电容cb两端电压的差(即vin-vin/2＝vin/2)，由于电压应力较低，故第二开关m21及m22可选用低耐压的开关。

于图5a所示的本公开第二实施例中，n等于2，电源转换电路11是与图2a及图4a所示的电源转换电路11相同，故于此不再赘述。电源电路22的磁性元件t1与预充电电路32的绕组t3的匝数比为2：1，且绕组t3正向耦合于磁性元件t1。参照图5b所示的波形图，当第六开关s3导通时，磁性元件t1两端的电压vt1为vin，绕组t3两端的电压为vin/2，第三二极管d3导通，故第三电容c3两端的电压vc3为vin/2。当第六开关s3关断时，通过绕组t4与磁性元件t1的反向耦合以产生供电电压vcc，同时，第三电容c3两端的电压vc3通过第三电阻r3及第四电阻r4对电容cb进行充电，使电容cb两端的电压为vin/2。且，当第一开关m11导通时，第二开关m21及m22上的电压应力为输入电压vin与电容cb1两端电压的差(即vin-vin/2＝vin/2)，由于电压应力较低，故第二开关m21及m22可选用低耐压的开关。

图2b为本公开优选实施例的第二电源转换电路的电路结构示意图，图3c为第二电源转换电路中各开关的驱动信号于不同占空比时的波形图，图5c为本公开第三实施例的第二电源转换系统的电路结构示意图，图5d为本公开第四实施例的第二电源转换系统的电路结构示意图。如图5c及图5d所示，本公开的第二电源转换系统包含如图2b的第二电源转换电路、电源电路及至少一预充电电路。

第二电源转换电路包含输入端、输出端及n个开关功率转换单元及n个储能装置，其中n为大于等于2的正整数。输入端及输出端分别用以接收输入电压vin与产生输出电压vo。每一开关功率转换单元包含第一开关、第二开关、第三开关，且第一开关、第二开关及第三开关依循一开关周期进行周期性作动，其中，开关周期具有一占空比。第一开关的第一端电连接于输入端，储能装置的第一端电连接于第一开关的第二端，储能装置的第二端电连接于第二开关的第二端和第三开关的一端，第三开关的另一端接地。第二开关的第一端电连接于另一开关功率转换单元的第一开关的第二端。

第二电源转换系统还包含一电源电路。该电源电路电连接于第二电源转换电路，以接收输入电压vin，且电源电路包含磁性元件t1，磁性元件t1可为例如但不限于电感或变压器。于一实施例中，该电源电路还可输出供电电压vcc至电源转换电路，从而为电源转换电路中的控制芯片及驱动芯片进行供电。如图5c及图5d所示，电源电路可采用如图5a所示的反驰式电路，在此不再详述。

第二电源转换系统还可包含多个预充电电路，其中该些预充电电路的数量大于等于1，且小于等于n。每一预充电电路均包含相连接的绕组及整流滤波电路。绕组与磁性元件t1相耦合，以接收一转换电压。整流滤波电路的输出电连接于对应储能装置的两端的第一节点及第二节点，以接收转换电压并输出充电电压至对应的该储能装置，其中为每个储能装置进行充电的预充电电路的绕组与磁性元件的匝数比为1：2。

于一实施例中，第二电源转换系统可包含1个预充电电路，其输出充电电压至n个储能装置。于另一实施例中，第二电源转换系统可包含n个预充电电路，该多个预充电电路是与多个储能装置一一对应，以分别为对应的储能装置进行充电。于再一实施例中，n个储能装置中的部分储能装置共用一个预充电电路。以下以包含2个开关功率转换单元的第二电源转换电路为例对预充电电路进行说明，其中包含2个开关功率转换单元的第二电源转换电路包含两个储能装置，如储能电容cb10和cb11。

于一实施例中，如图5c，本公开的第二电源转换系统包含两个预充电电路36,37。于两个预充电电路36和37中，两个绕组t31和t32均正向耦合于磁性元件t1，且两个绕组t31和t32均具有第一端及第二端，两个整流滤波电路分别包含第三二极管d31和第三电容c31及第三二极管d32和第三电容c32。绕组t31的第一端连接于第三二极管d31的正极，第三二极管d31的负极连接于第三电容c31的正极，且电连接于储能装置cb10的第一节点swe，绕组t31的第二端电连接于储能装置cb10的第二节点swf，用以实现对储能装置cb10的预充电；绕组t32的第一端连接于第三二极管d32的正极，第三二极管d32的负极连接于第三电容c32的正极，且电连接于储能装置cb11的第一节点swg，绕组t32的第二端电连接于储能装置cb11的第二节点swh，用以实现对储能装置cb11的预充电。

于另一实施例中，本公开的第二电源转换系统包含一个预充电电路35，于该预充电电路35中，绕组t3正向耦合于磁性元件t1，且绕组t3分别具有第一端及第二端，整流滤波电路包含第三二极管d3和第三电容c3。绕组t3的第一端连接于第三二极管d3的正极，第三二极管d3的负极连接于第三电容c3的正极，第三电容c3的两端电连接于两组隔离二极管(d73，d74)和(d71，d72)，并通过该两组隔离二极管分别对实现对储能装置cb10和cb11的预充电。具体而言，第三电容c3的正极电连接于两个隔离二极管d71和d73的正极，隔离二极管d71和d73的负极分别电连接于对应的第一节点swe和swg，绕组t3的第二端电连接于两个隔离二极管d72和d74的负极，两个隔离二极管d72和d74的正极分别电连接于对应的第二节点swf和swh，用以实现对储能装置cb10和cb11的预充电。

以下以图5c及图5d所示的实施例，且n等于2时的第二电源转换电路的实际实施方式进行示例说明。

于图5c所示的本公开第三实施例中，n等于2，第二电源转换电路13包含两个开关功率转换单元及两个储能装置，其中第1个开关功率转换单元包含第一开关s11和第二开关s22、第三开关sr1及电感l1，第2个开关功率转换单元包含第一开关s12和第二开关s21、第三开关sr2及电感l2，储能装置为电容cb10和cb11，电容cb10的两端具有第一节点swe及第二节点swf，电容cb11的两端具有第一节点swg和第二节点swh。请参阅图3c，ts为开关周期，d为开关周期的占空比，其中第一开关s11和第二开关s22同步启闭，第一开关s12和第二开关s21同步启闭，且第一开关s11及第一开关s12的控制时序错相180度，第一开关s11与第三开关sr1的驱动信号互补，第一开关s12与第三开关sr2的驱动信号互补。

电源电路22的磁性元件t1与预充电电路36和37的绕组t31或t32的匝数比皆为2：1，且绕组t31正向耦合于磁性元件t1，且绕组t32正向耦合于磁性元件t1。同样参照图5b所示的波形图，当第六开关s3导通时，磁性元件t1两端的电压vt1为vin，绕组t31或t32两端的电压皆为vin/2，第三二极管d31和d32导通，故第三电容c31和c32两端的电压vc31和vc32为vin/2。当第六开关s3关断时，通过绕组t4与磁性元件t1的反向耦合以产生供电电压vcc，同时，第三电容c31和c32两端的电压通过第三电阻r31/r32及第四电阻r41/r42对电容cb10和cb11进行充电，使电容cb10和cb11两端的电压为vin/2。且，当第一开关s11和第二开关s22导通时，第三开关sr1上的电压应力为输入电压vin与电容cb10两端电压的差(即vin-vin/2＝vin/2)，第一开关s12和第二开关s21导通时，第三开关sr2上的电压应力为输入电压vin与电容cb11两端电压的差(即vin-vin/2＝vin/2)，由于电压应力较低，故第三开关sr1及sr2可选用低耐压的开关。

于图5d所示的本公开第四实施例中，n等于2，电源转换电路13是与图2b及图5c所示的电源转换电路13相同，故于此不再赘述。电源电路22的磁性元件t1与预充电电路35的绕组t3的匝数比为2：1，且绕组t3正向耦合于磁性元件t1。参照图5b所示的波形图，其工作原理相同，第三电容c3两端的电压vc3＝vin/2，该电容电压vc3通过第三电阻r3及第四电阻r4和隔离二极管d71及d72对电容cb10进行充电，使电容cb10两端的电压为vin/2，该电容电压vc3通过第三电阻r3及第四电阻r4和隔离二极管d73及d74对电容cb11进行充电，使电容cb11两端的电压为vin/2。其他工作原理与图5c所阐述原理相同，此处不再赘述。

当然，于上述该些实施例中，n可为大于等于2的正整数，并不限于2，亦即，电源转换电路可为2相及2相以上的电路。为便于述明本公开的电源转换系统随n增加所产生的变化，以下对n等于3时的电源转换系统进行示例说明。

图6a为第五实施例的第一电源转换电路的电路结构示意图，图6b为本公开第五实施例的应用于图6a的第一电源转换电路的电源电路及预充电电路的电路结构示意图。如图6a及图6b所示，n等于3，第一电源转换电路12包含三个开关功率转换单元及两个储能装置，其中储能装置为电容cb1及cb2，电容cb1的两端具有第一节点swa及第二节点swb，电容cb2的两端具有第一节点swc及第二节点swd，第1个开关功率转换单元包含第一开关m11、第二开关m21及电感l1，第2个开关功率转换单元包含第一开关m12、第二开关m22及电感l2，第3个开关功率转换单元包含第一开关m13、第二开关m23及电感l3。控制器10产生两个控制信号pwm1和pwm2，该两个控制信号错相180度。其中控制信号pwm1用以控制第一开关m11和m13的开通，控制信号pwm2用以控制第一开关m12的开通，第二开关m21和m23的控制信号与控制信号pwm1互补,第二开关m22的控制信号与控制信号pwm2互补。该控制方法亦可扩展到包含n个开关功率转换单元及n-1个储能装置级联的电源转换电路，其中于第奇数个开关功率转换单元中，第一开关由控制信号pwm1控制，第二开关的控制信号与控制信号pwm1互补，而于第偶数个开关功率转换单元中，第一开关由控制信号pwm2控制，第二开关的控制信号与控制信号pwm2互补。

此处以电源电路为反驰式电路的情况下示例电源电路22和预充电电路33的电路结构，但不以此为限，亦可参照如图4a的架构来构建电源电路为降压电路时的多路预充电电路。参照图6b，磁性元件t1与第1个预充电电路33的绕组t31的匝数比为3：2，且绕组t31正向耦合于磁性元件t1，磁性元件t1与第2个预充电电路34的绕组t32的匝数比为3：1，且绕组t32正向耦合于磁性元件t1。第1个预充电电路33的输出电连接位于电容cb1两端的第一节点swa及第二节点swb，第2个预充电电路34的输出电连接位于电容cb2两端的第一节点swc及第二节点swd。因此，预充电电路33的第三电容c31通过第三电阻r31及第四电阻r41将电容cb1充电至2vin/3，第2个预充电电路的第三电容c32通过第三电阻r32及第四电阻r42将电容cb2充电至vin/3。且，当第一开关m11及m13导通，或当第一开关m12导通时，第二开关m21、m22及m23上的电压应力为输入电压vin与电容cb1两端电压的差(即vin-2vin/3＝vin/3)，由于电压应力较低，故第二开关m21、m22及m23可选用低耐压的开关。

图6c为第六实施例的第二电源转换电路的电路结构示意图，图6d为与图6c相对应的控制时序。如图6c所示，n＝3，电源转换电路14包含三个开关功率转换单元及三个储能装置，其中储能装置为电容cb10、cb11和cb12，电容cb10的两端具有第一节点swe及第二节点swf，电容cb11的两端具有第一节点swg及第二节点swh，电容cb12的两端具有第一节点swi及第二节点swj，第1个开关功率转换单元包含第一开关s11、第二开关s22、第三开关sr1及电感l1，第2个开关功率转换单元包含第一开关s12、第二开关s23、第三开关sr2及电感l2，第3个开关功率转换单元包含第一开关s13、第二开关s21、第三开关sr3及电感l3。请参阅图6d，ts为开关周期，d为开关周期的占空比，图6c所示的电源转换电路14在占空比d小于50％的开关驱动信号，其中每个开关功率转换单元内的第一开关和第二开关控制信号相同，第三开关的控制信号与第二开关的控制信号互补，且每个开关功率转换单元中的第一开关错相120度,即控制器10产生的三个控制信号pwm1、pwm2和pwm3依序错相120度。该控制方法亦可扩展到包含n个开关功率转换单元，n个开关功率转换单元的n个第一开关分别由n个控制信号控制，该n个控制信号依序错相360/n度，于任一开关功率转换单元中，第二开关的控制信号与第一开关的控制信号相同，第三开关的控制信号与第一开关的控制信号互补。

为实现图6c中第二电源转换电路中储能装置的预充电，于一实施例中，第二电源转换系统可包含3个预充电电路，且每一个预充电电路可以采用如图5c所示的预充电电路，即采用三个预充电电路分别对储能装置，如储能电容cb10、cb11和cb12进行充电。其中每个预充电电路中都包含一个绕组，正向耦合于电源电路22中的磁性元件t1，且该磁性元件与每个绕组的匝数比皆为2:1。于另一实施例中，第二电源转换系统可包含1个预充电电路，该预充电电路可可采用类似于图5d所示的预充电电路结构，不同之处在于：采用三组隔离二极管，该三组隔离二极管构成三组充电输出端，分别对储能装置cb10、cb11和cb12进行充电。其中，该预充电电路的该绕组正向耦合于电源电路22中的磁性元件t1，且该磁性元件与该一个绕组的匝数比为2:1。于再一实施例中，第二电源转换系统可包含2个预充电电路，其中之一预充电电路可采用如图5c所示的预充电电路，另一预充电电路可采用如图5d的预充电电路，分别对储能装置cb10、cb11和cb12进行充电。在如上三个实施例中，其工作原理与图5c和图5d相同，此处不再赘述。

电源转换系统中预充电电路的能量都来源于电源电路中的一磁性元件，且该磁性元件上存在一电压，并与预充电电路中的绕组耦合，为预充电电路提供能量。且，在图4a，图5a，图5c、图5d、图6b中的所有预充电电路中的二极管，譬如图4a中d1和d2，图5a中d3，图5c中的d31和d32、图5d中的d3、图6b中的d31和d32都可以用可控开关来替代该些预充电电路中的二极管。

无论于第一电源转换电路还是第二电源转换电路中，因为储能装置的存在，造成电路布线的复杂性，储能装置和开关元件形成的回路相对较大，相应地，在开关开通或关断的过程中所产生的尖峰电压也变大，故需要钳位电路来保护接地的开关。为避免在开关开通或关断的过程中所产生的尖峰电压对开关功率转换单元的接地开关造成损坏，可于接地开关的两端添加钳位电路，该钳位电路包含吸收电路和放电电路，吸收电路用来吸收接地开关两端的尖峰电压，从而保护接地开关，放电电路可将吸收电路吸收的开关开通瞬间产生的能量反馈于电路中的储能器件，以减少能量损耗。具体而言，于一些实施例中，电源转换系统还包含n个钳位电路，每一钳位电路连接于对应的开关功率转换单元的接地开关，以钳位对应的接地开关两端的电压。

图7a为本公开第七实施例的第一电源转换电路及钳位电路的电路结构示意图，图7b为本公开第八实施例的第一电源转换电路及钳位电路的电路结构示意图。如图7a和图7b，第一电源转换电路的n个开关功率转换单元中的任意一个单元均对应一个钳位电路，例如，用于钳位第二开关m21和m22的两端电压。当第一开关的开关周期的占空比小于等于50％时，如图7a所示，每一钳位电路包含一吸收电路和一放电电路，该吸收电路包含一吸收二极管和一吸收电容，该放电电路包含一放电二极管，其中，吸收二极管与吸收电容串联连接，该吸收二极管的正极连接于对应的第二开关的一端，吸收电容的一端连接于吸收二极管的负极，吸收电容的另一端连接于对应的第二开关的另一端；该放电电路一端连接于吸收二极管的负极，另一端连接于对应的第一节点。而当占空比大于50％时，如图7b所示，相较于占空比小于等于50％时的钳位电路，其中部分钳位电路的放电二极管的负极的连接关系有所不同。在占空比大于50％的情况下，第1个钳位电路的放电二极管的负极连接于对应的第一节点，其余钳位电路的放电二极管的负极连接于电源转换电路的正输入端。

于图7a所示的本公开第七实施例中，n等于2，第一开关的开关周期的占空比小于等于50％，其电源转换电路是与图2a所示的电源转换电路相同。对于第1个钳位电路，包含一吸收电路和一放电电路，该吸收电路包含一串联耦接的吸收二极管d41和一吸收电容c41，该吸收二极管d41的负极连接于该吸收电容c41，该吸收电路并联于第二开关m21两端，并且在印制电路板的布局上靠近第二开关m21放置，以实现与开关m21之间的走线路径最短；该放电电路包含一放电二极管d51，该放电二极管d51正极连接于吸收二极管d41的负极，该放电二极管d51的负极连接于第一节点swa。当第一开关m11导通时，第二开关m21两端瞬间承受压降vin/2，并且在该压降上存在一开通瞬间的尖峰电压，此时吸收二极管d41导通，吸收电容c41吸收第一开关m11导通瞬间的尖峰电压；当第一开关m11关断且第二开关m21导通时，第二开关m21两端的耐压vds下降，吸收二极管d41反向截止，放电电路中的放电二极管d51导通，使吸收电容c41上的能量通过放电二极管d51放电反馈给电源转换电路中的储能装置cb。

对于第2个钳位电路，亦包含一吸收电路和一放电电路，该吸收电路包含一串联耦接的吸收二极管d42和一吸收电容c42，该吸收二极管d42的负极连接于该吸收电容c42，该吸收电路并联于第二开关m22两端，并且在印制电路板布局上靠近第二开关m22放置，以实现与开关m22之间的走线路径最短；该放电电路包含一放电二极管d52，该放电二极管正极连接于吸收二极管d42的负极，该放电二极管的负极连接于第一节点swa。当第一开关m12导通时，第二开关m22两端瞬间承受压降vin/2，并且在该压降上存在一开通瞬间的尖峰电压，此时吸收二极管d42导通，吸收电容c42吸收第一开关m12导通瞬间的尖峰电压；当吸收电容c42两端的电压高于vin/2时，放电二极管d52导通，使得吸收电容c42上的能量通过放电二极管d52放电反馈给开关变换器中的储能装置cb。同样，将吸收电容的能量反馈给该电源转换电路中的储能装置cb。借此，可实现对第二开关m21及m22的保护。

现有技术中，于传统的buck电路，一般将吸收电容的能量反馈给该变换器电路中的输入电容，开关两端的电压钳位为vin；而在本实施例中，将吸收电容的能量反馈给该电源转换电路中的储能装置cb，可减少尖峰能量的损耗，提升电源转换电路的效率；且利用稳态工作时该储能装置cb两端压降为vin/2的特性，将第二开关m21、m22两端的压降钳位为vin/2，因此，第二开关选用耐压级别低的开关即可满足系统需求，成本降低。

于图7b所示的本公开第八实施例中，n等于2，第一开关的开关周期的占空比大于50％，其电源转换电路是与图2a所示的电源转换电路相同。第1个钳位电路对于第二开关m21进行钳位保护的工作原理与图7a所示的钳位电路相似，故于此不再赘述。对于图7b所示的第2个钳位电路，在第一开关m12及第二开关m21均导通的状态下，于第一开关m11导通的瞬间，第二开关m22两端瞬间承受压降vin，并且在该压降上存在一开通瞬间的尖峰电压，此时吸收二极管d42导通，吸收电容c42吸收第一开关m11导通瞬间的尖峰电压；当第一开关m12关断且第二开关m22导通时，第二开关m22两端的耐压vds下降，吸收二极管d42反向截止，放电二极管d52导通，使吸收电容c42上的能量通过放电二极管d52放电反馈给该电源转换电路输入端的输入电容。

在图7a和图7b所示的实施例中，上述钳位电路属于dcd钳位电路，举例而言，吸收电容c41和吸收二极管d41并联在第二开关m21两端，吸收回路具有较短路径，吸收效果好。但于此实施例中，第一节点swa上的电压为vin/2的直流电位上叠加有一电压纹波，该电压纹波使得吸收电容c41通过放电二极管d51向储能装置cb放电时，会产生一定的能量损耗。于另一实施例中，为了避免该能量损耗，本发明提出一cdc钳位电路，应用于如图2a所示的第一电源转换电路。该cdc钳位电路可以替代放置在第一个开关功率转换单元的第二开关m21两侧的dcd钳位电路，而在其他开关功率转换单元的第二开关(例如m22)两端则依然采用dcd钳位电路。

图7c为本公开第九实施例的第一电源转换电路及钳位电路的电路结构示意图。于图7c所示实施例中，n等于2，其电源转换电路是与图2a所示的电源转换电路相同。第2个钳位电路对于第二开关m22进行钳位保护的工作原理与图7a及图7b所示的钳位电路相似，故于此不再赘述。如图7c所示，在第一开关m11开通的瞬间，第二开关m21两端的电压(即节点swb的电压)突变为vin/2,并且在该压降上存在一开通瞬间的尖峰电压。本实施例中，在第二开关m21两端并联一cdc钳位电路，该cdc钳位电路与储能装置cb、输入电容cin以及第一开关m11两端的寄生二极管md1形成镜像对称。该cdc钳位电路包括一吸收电路，该吸收电路包括一吸收二极管md1’和吸收电容cb’和cin’，该吸收电容cb’的一端串联连接于该吸收二极管md1’的正端，该吸收电容cin’的一端串联连接于该吸收二极管的负端，且该吸收电路并联在第二开关m21的两端，且在印刷电路板布局上，该吸收电路的每个元件之间并且该吸收电路与第二开关m21之间以最短路径实现。本实施例中无需额外设置放电电路，将吸收二极管md1’的正极和负极分别连接至第一节点和输入正端，即可实现利用电源转换电路本身的开关和电容实现能量的吸收，远程放电的功能。

其工作原理为，当第一开关m11开通的瞬间对第二开关m21两端造成的尖峰电压，由cdc钳位电路中的吸收电容cb’和cin’吸收，同时，吸收电容cb’和cin’向储能装置cb和输入电容cin放电，以此来实现对第二开关m21的钳位保护，并且在该实施例中，吸收电容cin’两端的压降被钳位为vin，吸收电容cb’两端的压降为钳位为-vin/2，由此在本实施例中，第二开关m21两端的压降大致被箝位vin/2，同样可以采用耐压级别低的第二开关。且在本实施例中，对两颗电容cb’和cin’的容值除了吸收的要求外，并没有特殊的要求，设计简单，损耗小。

图7d为本公开第十实施例的第二电源转换电路及其钳位电路的电路结构示意图，图7e为本公开第十一实施例的第二电源转换电路及其钳位电路的电路结构示意图，图7f为本公开第十二实施例的第二电源转换电路及其钳位电路的电路结构示意图。该图7d-7f的钳位电路可应用于如图2b所示的第二电源转换电路，用于钳位第三开关sr1和sr2的两端电压。如图7d和图7e所示，第二电源转换电路的n个开关功率转换单元均对应一个钳位电路，且每一钳位电路包含一吸收电路和一放电电路，该吸收电路包含一吸收二极管和一吸收电容，该放电电路包含一放电二极管，其中，吸收二极管与吸收电容串联连接，该吸收二极管的正极连接于对应的第三开关的另一端，吸收电容的一端连接于吸收二极管的负极，吸收电容的另一端连接于对应的第三开关的一端，即接地端；该放电电路一端连接于吸收二极管的负极，另一端连接于对应的开关功率转换单元的第一节点或另一开关功率转换单元的第一节点。

于图7d所示的本公开实施例中，n等于2，第一开关功率转换单元所对应的钳位电路，该吸收电路包含一串联耦接的吸收二极管d43和一吸收电容c43，该吸收二极管d43的负极连接于该吸收电容c43，该吸收电路并联于第三开关sr1两端，并且在印制电路板布局上靠近第三开关sr1放置，以实现与第三开关sr1之间的走线路径最短；该放电电路包含一放电二极管d53，该放电二极管d53正极连接于吸收二极管d43的负极，该放电二极管d53的负极连接于第二开关功率转换单元的第一节点swg。当第一开关s11和第二开关s22导通时，第三开关sr1两端瞬间承受压降vin/2，并且在该压降上存在一开通瞬间的尖峰电压，此时吸收二极管d43导通，吸收电容c43吸收第一开关s11和第二开关s22导通瞬间的尖峰电压；当吸收电容c43两端的电压高于vin/2时，放电二极管d53导通，使吸收电容c43上的能量通过放电二极管d53放电反馈给第二开关功率转换单元的储能装置cb11。这样，利用稳态工作时该储能装置cb11两端压降为vin/2的特性，将第三开关sr1两端的压降钳位为vin/2，选用耐压级别低的开关即可满足系统需求。

第二开关功率转换单元所对应的钳位电路，该吸收电路包含一串联耦接的吸收二极管d44和一吸收电容c44，该吸收二极管d54的负极连接于该吸收电容c54，该吸收电路并联于第三开关sr2两端，并且在印制板布局上靠近第三开关sr2放置，以实现与开关sr2之间的走线路径最短；该放电电路包含一放电二极管d54，该放电二极管d54正极连接于吸收二极管d44的负极，该放电二极管d54的负极连接于第一开关功率转换单元的第一节点swe。当第一开关s12和第二开关s21导通时，第三开关sr2两端瞬间承受压降vin/2，并且在该压降上存在一开通瞬间的尖峰电压，此时吸收二极管d44导通，吸收电容c44吸收第一开关s12和第二开关s21导通瞬间的尖峰电压；当吸收电容c44两端的电压高于vin/2时，放电二极管d54导通，使吸收电容c44上的能量通过放电二极管d54放电反馈给第一开关功率转换单元的储能装置cb10。这样，利用稳态工作时该储能装置cb10两端压降为vin/2的特性，将第三开关sr2两端的压降钳位为vin/2，选用耐压级别低的开关即可满足系统需求。借此，可实现对第三开关sr1及sr2的保护，并利用吸收电容c43及c44将所吸收的尖峰能量反馈给储能装置cb11和cb10，可减少尖峰能量的损耗，提升电源转换电路的效率。

于图7e所示的本公开实施例中，n等于2，其第一/二开关功率转换单元对应的钳位电路都与图7d所示的实施例相同，所不同之处在于钳位电路的放电二极管的负极的连接点不同，即放电电路将所吸收的尖峰能量反馈给储能器件的反馈点不同。以第一开关功率转换单元对应的钳位电路为例，该放电二极管d53的负极连接于第一节点swe。当第一开关s11和第二开关s22导通时，第三开关sr1上开通瞬间的尖峰电压，使得吸收二极管d43导通，吸收电容c43吸收该尖峰电压；当第一开关s11和第二开关s22关断，第一开关s12和第二开关s21导通时，吸收二极管d43反向截止，放电电路中的放电二极管d53导通，使吸收电容c43上的能量通过放电二极管d53放电反馈给储能装置cb10。这样，利用稳态工作时该储能装置cb10两端压降为vin/2的特性，将第三开关sr1两端的压降钳位为vin/2，选用耐压级别低的开关即可满足系统需求。同理，第二开关功率转换单元对应的钳位电路的负极连接于第一节点swg，原理基本相同，在此不再详述。

于实际应用中，每一钳位电路中放电二极管的负极可根据实际情况设置于其对应的开关功率转换单元的第一节点或另一开关功率转换单元的第一节点，在此不再限制。

图7d和图7e所示的实施例中，第一节点swe和swg上的电压为vin/2的直流电位上叠加有一电压纹波，该电压纹波使得吸收电容c43和c44通过放电二极管d53和d54向储能装置cb11或cb10放电时，会产生一定的能量损耗。于图7f所示的实施例中，钳位电路可采用图7c所示的cdc钳位电路。该cdc钳位电路设置于第一节点与接地端之间。

于图7f所示实施例中，n等于2，其电源转换电路是与图2b所示的电源转换电路相同。第一开关功率转换单元和第二开关功率转换单元所对应的cdc钳位电路基本相同，仅以第一开关功率转换单元所对应的cdc钳位电路为例说明。该cdc钳位电路包括一吸收电路，该吸收电路包括一吸收二极管sd1’和吸收电容cb1’和cin1’，该吸收电容cb1’的一端串联连接于该吸收二极管的正端，该吸收电容cin1’的一端串联连接于该吸收二极管的负端，且该吸收电路并联在第三开关sr1的两端，且在印刷电路板布局上，该吸收电路的每个元件的之间并且与第三开关sr1之间以最短路径实现。本实施例中无需额外设置放电电路，将吸收二极管sd1’的正极和负极分别连接至第一开关功率转换单元的第一节点swe和输入正端vin+，即可实现利用电源转换电路本身的开关和电容实现能量的吸收，远程放电的功能。

其工作原理与图7c所示类似，当第一开关s11和第二开关s22开通的瞬间对第三开关sr1两端造成的尖峰电压，由对应的cdc钳位电路中的吸收电容cb1’和cin1’吸收，同时，吸收电容cb1’和cin1’向储能装置cb10和输入电容cin放电，以此来实现对第三开关sr1的钳位保护。第二开关功率转换单元的cdc钳位电路亦通过吸收电容cb2’和cin2’吸收电压尖峰，同时，吸收电容cb2’和cin2’向储能装置cb11和输入电容cin放电，以此来实现对第三开关sr2的钳位保护。

于此实施例中，吸收电容cin1’和cin2’两端的压降被钳位为vin，吸收电容cb1’和cb2’两端的压降为-vin/2，由此在本实施例中，第三开关sr1和sr2两端的压降大致被箝位vin/2，同样可以采用耐压级别低的第三开关。且在本实施例中，对电容cb1’和cin1’以及cb2’和cin2的容值除了吸收的要求外，并没有特殊的要求，设计简单，损耗小。

另外，上述该些钳位电路实施例中的二极管都可以由可控开关替代，譬如，在图7a和7b中的d41、d51、d42和d52，图7c中的md1’、d42和d52，图7d和7e中的d43和d44，以及图7e中的sd1’和sd2’，这些二极管都可以由可控开关来一一替代。

此外，如图2a所示第一电源转换电路，第二开关m21及m22的源极接地，而第一开关m11及m12的源极分别连接于电容cb及第二开关m22的漏极，故实际应用中对第一开关m11及m12的驱动需要自举供电。且，如图2b所示的第二电源转换电路，第三开关sr1和sr2的源极接地，而第二开关s21和s22的源极分别连接于第三开关sr2和sr1的漏极，第一开关s11和s12的源极分别连接于第二开关s21和s22的漏极，故实际应用中对第一开关s11和s12及第二开关s21和s22的驱动需要自举供电。于一些实施例中，电源转换系统还包含自举电源电路及多个驱动电路，以控制并对各电源转换电路中的第一开关或第二开关的驱动实现自举供电。

图8a为本公开第十三实施例的第一电源转换电路、自举电源电路及驱动电路的电路结构示意图，图8b为本公开第十四实施例的第一电源转换电路、自举电源电路及驱动电路的电路结构示意图。图8a和8b所示的自举电源电路及驱动电路可应用于第一电源转换电路。如图8a及图8b所示，第一电源转换电路还包含n个节点，其中第n个节点pn位于第n个开关功率转换单元的第一开关与第n+1个开关功率转换单元的第一开关之间，第n个节点pn位于第n个开关功率转换单元的第一开关与第二开关之间。自举电源电路包含n个自举电容及n个自举二极管，其中该n个自举二极管依序串联耦接，第n个自举电容的负极端电连接于第n个节点pn，第n个自举电容的正极端电连接于第n个自举二极管的负极，第n个自举电容的负极端电连接于第n个节点pn，第n个自举电容的正极端电连接于第n个自举二极管的负极，第n个自举二极管的正极接收供电电压vcc。该n个驱动电路分别连接于对应的自举电容，并依据自举电容的正极端电压和供电电压vcc分别为对应第一开关及第二开关的驱动进行供电，并输出第一驱动信号及第二驱动信号，以控制对应的电源转换电路的第一开关及第二开关。借此，通过自举电源电路及驱动电路即可实现自举供电功能并对开关进行相应控制，大幅提升电源转换电路的适用性，亦有利于电源转换系统产品的小型化，且自举电源电路的结构简单，成本较低。

于一些实施例中，第n个驱动电路的输入端电连接于第n个自举二极管的负极和第n个节点，第n个驱动电路的输出端输出第一驱动信号，以对应控制第n个开关功率转换单元的第一开关，且第n个驱动电路所输出的第一驱动信号的高电平和低电平分别为第n个自举电容的正极端电压和第n个节点的电压。第n个驱动电路的输入端电连接于第n个自举二极管的负极和第n个节点，第n个驱动电路的输出端输出第一驱动信号，以对应控制第n个开关功率转换单元的第一开关，且第n个驱动电路所输出的第一驱动信号的高电平和低电平分别为第n个自举电容的正极端电压和第n个节点的电压。

于一些实施例中，第n个驱动电路的输入端还电连接于供电电压和接地端，第n个驱动电路的输出端还输出第二驱动信号，以对应控制第n个开关功率转换单元的第二开关，且第二驱动信号的高电平和低电平分别为供电电压的电压和接地端的电压。第n个驱动电路的输入端还电连接于供电电压和接地端，第n个驱动电路的输出端还输出第二驱动信号，以对应控制第n个开关功率转换单元的第二开关，且第二驱动信号的高电平和低电平分别为供电电压的电压和接地端的电压。

于图8a所示的本公开实施例中，n等于2。供电电压vcc经由第2个自举二极管d62连接第2个自举电容c52的正极端，自举电容c52的负极端连接于第2个节点p2。当第二开关m22导通时，节点p2短接于功率地端，自举二极管d62导通，自举电容c52的正极端电压vcc1冲高至vcc(忽略二极管导通压降)。当第二开关m22关断时，节点p2浮地，自举电容c52的正极端电压vcc1可用于为第一开关m12的驱动电路供电，借此抬高第一开关m12的驱动的电位。自举电容c52的正极端电压vcc1经由第1个自举二极管d61连接第1个自举电容c51的正极端，自举电容c51的负极端连接于第1个节点p1。当第一开关m12导通时，节点p1与节点p2短接，自举二极管d61导通，自举电容c51的正极端电压vcc2冲高至vcc1。当第一开关m12关断时，自举电容c51的正极端电压vcc2用以为第一开关m11的驱动供电，借此抬高第一开关m11的驱动的电位。借此，每相电源转换电路仅利用一个自举二极管及一个自举电容即可实现自举供电功能，电路简单且成本低，大幅提升其可利用性，亦有助于电源转换系统的小型化。此外，驱动电路ic1接收控制信号pwm1，并连接于自举电容c51和供电电压vcc，且依据自举电容c51的正极端电压vcc2和供电电压vcc，分别输出第一驱动信号dri-m11及第二驱动信号dri-m21，以控制对应的第一开关m11及第二开关m21。驱动电路ic2接受控制信号pwm2，并连接于自举电容c52和供电电压vcc，并依据自举电容c52的正极端电压vcc1和供电电压vcc，分别输出第一驱动信号dri-m12及第二驱动信号dri-m22，以控制对应的第一开关m12及第二开关m22。再者，第一驱动信号dri-m11及dri-m12的时序分别与控制信号pwm1及pwm2的时序相对应，第一驱动信号dri-m11的高电平和低电平分别为第1个自举电容c51的正极端电压和第1个节点p1的电压，第一驱动信号dri-m12的高电平和低电平分别为第2个自举电容c52的正极端电压和第2个节点p2的电压。于一些实施例中，驱动电路(ic1、ic2)还连接于控制器10，以接收并依据控制信号(pwm1、pwm2)来输出驱动信号。在该实施例中，第一开关m11(上开关)、第一开关m21(中开关)和第二开关m22(下开关)串联电连接，该上开关的一端电连接输入正端，该下开关的另一端电连接输入负端；第2个自举电容c52的正极端电压是用以为该中开关的控制信号进行供电，第1个该自举电容c51的正极端电压是用以为该上开关的控制信号进行供电。

于图8b所示的本公开实施例中，n等于3。供电电压vcc经由第3个自举二极管d63连接第3个自举电容c53的正极端，自举电容c53的负极端连接于第3个节点p3。当第二开关m23导通时，节点p3短接于功率地端，自举二极管d63导通，自举电容c53的正极端电压vcc1冲高至vcc。当第二开关m23关断时，节点p3浮地，自举电容c53的正极端电压vcc1用于为第一开关m13的驱动供电，借此抬高第一开关m13的驱动的电位。自举电容c53的正极端电压vcc1经由第2个自举二极管d62连接第2个自举电容c52的正极端，自举电容c52的负极端连接于第2个节点p2。当第一开关m13导通时，节点p2与节点p3短接，自举二极管d62导通，自举电容c52的正极端电压vcc2冲高至vcc1。当第一开关m13关断时，自举电容c52的正极端电压vcc2用以为第一开关m12的驱动供电，借此抬高第一开关m12的驱动的电位。自举电容c52的正极端电压vcc2经由第1个自举二极管d61连接第1个自举电容c51的正极端，自举电容c51的负极端连接于第1个节点p1。当第一开关m12导通时，节点p1与节点p2短接，自举二极管d61导通，自举电容c51的正极端电压vcc3冲高至vcc2。当第一开关m12关断时，自举电容c51的正极端电压vcc3用以为第一开关m11的驱动供电，借此抬高第一开关m11的驱动的电位。此外，驱动电路ic1接受控制信号pwm1，并连接于自举电容c51和供电电压vcc，并依据自举电容c51的正极端电压vcc3和供电电压vcc，分别输出两个驱动信号dri-m11及dri-m21，以控制对应的第一开关m11及第二开关m21。驱动电路ic2接受控制信号pwm2，并连接于自举电容c52和供电电压vcc，并依据自举电容c52的正极端电压vcc2和供电电压vcc，分别输出两个驱动信号dri-m12及dri-m22，以控制对应的第一开关m12及第二开关m22。驱动电路ic3接受控制信号pwm1，并连接于自举电容c53和供电电压vcc，并依据自举电容c53的正极端电压vcc1和供电电压vcc，分别输出两个驱动信号dri-m13及dri-m23，以控制对应的第一开关m13及第二开关m23。再者，第一驱动信号dri-m11及dri-m13的时序与控制信号pwm1的时序相对应，第一驱动信号dri-m12的时序与控制信号pwm2的时序相对应，第一驱动信号dri-m11的高电平和低电平分别为第1个自举电容c51的正极端电压和第1个节点p1的电压，第一驱动信号dri-m12的高电平和低电平分别为第2个自举电容c52的正极端电压和第2个节点p2的电压，第一驱动信号dri-m13的高电平和低电平分别为第3个自举电容c53的正极端电压和第3个节点p3的电压。于一些实施例中，驱动电路(ic1、ic2、ic3)还连接于控制器10，以接收并依据控制信号(pwm1、pwm2)来输出驱动信号。

图8c为本公开第十五实施例的第二电源转换电路、自举电源电路及驱动电路的电路结构示意图。图8c所示的自举电源电路及驱动电路可应用于第二电源转换电路。如图8c所示，第二电源转换电路包含n个开关桥臂，其中每一开关桥臂包含相互串联耦接的第一开关、第二开关和第三开关，且n大于等于2。每一开关桥臂包含2个节点，分别为第一节点和第二节点，其中第1个节点位于开关桥臂中第一开关和第二开关之间，第2个节点位于开关桥臂中的第二开关和第三开关之间。以第一开关桥臂为例，第一开关桥臂由第一开关s11、第二开关s21和第三开关sr2串联耦接构成，第1节点swe位于第一开关s11和第二开关s21之间，第2节点swh位于第二开关s21和第三开关sr2之间。其中每一开关桥臂均对应一个自举电路，每个自举电源电路包含2个自举电容及2个自举二极管，其中该两个自举二极管依序串联耦接，第1个自举电容的负极端电连接于该开关支路的第1个节点，第1个自举电容的正极端电连接于第1个自举二极管的负极，第1个自举二极管的正极电连接于第2个自举电容的正极端，第2个自举电容的负极端电连接于该开关支路的第2个节点，第2个自举电容的正极端电连接于第2个自举二极管的负极，第2个自举二极管的正极接收供电电压vcc。

再次参考图8c，每一开关桥臂均对应2个驱动电路，该2个驱动电路分别连接于对应的自举电容，并依据自举电容的正极端电压和供电电压vcc分别为对应开关支路的第一开关、第二开关及第三开关的驱动进行供电，并输出第一驱动信号、第二驱动信号及第三驱动信号，以控制对应的开关桥臂的第一开关、第二开关及第三开关。借此，通过自举电源电路及驱动电路即可实现自举供电功能并对开关进行相应控制，大幅提升电源转换电路的适用性，亦有利于电源转换系统产品的小型化，且自举电源电路的结构简单，成本较低。

于一些实施例中，每一开关桥臂对应的第1个驱动电路的输入端电连接于第1个自举二极管的负极和第1个节点，第1个驱动电路的输出端输出第一驱动信号，以对应控制对应的第一开关，且第1个驱动电路所输出的第一驱动信号的高电平和低电平分别为第1个自举电容的正极端电压和第1个节点的电压。第2个驱动电路的输入端电连接于第2个自举二极管的负极和第2个节点，第2个驱动电路的输出端输出第二驱动信号和第三驱动信号，以对应控制对应的第二开关及第三开关，且第2个驱动电路所输出的第二驱动信号的高电平和低电平分别为第2个自举电容的正极端电压和第2个节点的电压。

于图8c所示的本公开实施例中，n等于2。该第二电源转换电路包含两个桥臂，两个自举电源电路和四个驱动电路。以第一开关桥臂及所对应的一自举电源电路和两个驱动电路进行说明，供电电压vcc经由第2个自举二极管d11连接于第2个自举电容c14的正极端，自举电容c14的负极端连接于该开关桥臂的第2节点swh。当第一开关桥臂中的第三开关sr2导通时，该第2节点swh短接于功率地端，自举二极管d11导通，自举电容c14的正极端电压vcc11冲高至vcc(忽略二极管导通压降)。当该第三开关sr2关断时，该第2节点swh浮地，自举电容c14的正极端电压vcc11可用于为第二开关s21的驱动电路供电，借此抬高第二开关s21的驱动的电位。自举电容c14的正极端电压vcc11经由第1个自举二极管d12连接第1个自举电容c15的正极端，自举电容c15的负极端连接于该开关支路的第1节点swe。当第二开关s21导通时，第1节点swe与第2节点swh短接，自举二极管d12导通，自举电容c15的正极端电压vcc12冲高至vcc11。当第二开关s21关断时，自举电容c15的正极端电压vcc12用以为第一开关s11的驱动供电，借此抬高第一开关s11的驱动的电位。借此，每一开关桥臂利用两个自举二极管及两个自举电容即可实现自举供电功能，电路简单且成本低，大幅提升其可利用性，亦有助于电源转换系统的小型化。在该实施例中，一开关桥臂上的第一开关s11(上开关)、第二开关s21(中开关)和第三开关sr2(下开关)串联电连接，该上开关的一端电连接输入正端，该下开关的另一端电连接输入负端；第2个自举电容c14的正极端电压是用以为该中开关的控制信号进行供电，第1个自举电容c15的正极端电压是用以为该上开关的控制信号进行供电。同理，另一开关桥臂上的第一开关s12(上开关)、第二开关s22(中开关)和第三开关sr1(下开关)串联电连接，该上开关的一端电连接输入正端，该下开关的另一端电连接输入负端；第2个自举电容c24的正极端电压是用以为该中开关的控制信号进行供电，第1个自举电容c25的正极端电压是用以为该上开关的控制信号进行供电。

此外，驱动电路ic11接收控制信号pwm1，并连接于自举电容c15和供电电压vcc，且依据自举电容c15的正极端电压vcc12和供电电压vcc，输出第一驱动信号dri-s11，以控制对应的第一开关s11。驱动电路ic12接受控制信号pwm2，并连接于自举电容c14和供电电压vcc，并依据自举电容c14的正极端电压vcc11和供电电压vcc，分别输出第二驱动信号dri-s21及第三驱动信号dri-sr2，以控制对应的第二开关s21及第三开关sr2。再者，第一驱动信号dri-s11及第二驱动信号dri-s21的时序分别与控制信号pwm1及pwm2的时序相对应，第三驱动信号dri-sr2的时序与控制信号pwm2互补，第一驱动信号dri-s11的高电平和低电平分别为第1自举电容c15的正极端电压和第1节点swe的电压，第二驱动信号dri-s21的高电平和低电平分别为第2自举电容c4的正极端电压和第2节点swh的电压。

于一些实施例中，驱动电路(ic11、ic12)还连接于控制器10，以接收并依据控制信号(pwm1、pwm2)来输出驱动信号。同理，第二开关支路所对应的自举电源电路和驱动电路的工作原理与第一开关支路相同，再次不再赘述。相同的，当该电源转换电路中包含n个开关支路时，亦可采用上述相同的方法进行自举供电和驱动信号输出。另外，该自举供电和驱动的方法并不仅限于图8a、图8b和图8c所示的电路拓扑，只要在电路拓扑中存在串联电连接的3个开关，该3开关分别为上开关、中开关和下开关，且该3个开关电连接于该电源转换电路的输入端，其中下开关和中开关的不同时处于导通状态，中开关和上开关不同时处于导通状态，该串联电连接的3个开关即可采用本发明所公开的自举供电和驱动电路。

在该些实施例中，该些开关可以为mos，sic或者gan，更甚者，该些实施例中的下管亦可以用续流二极管来替代，该些续流二极管的正极与负输出端电气连接。譬如图2a、图4a、图5a、图7a、图7b和图8a中的第二开关m21、m22可以用续流二极管替代，图6a和图8b中的第二开关m21、m22和m23可以用续流二极管替代。在另一实施例中，该些自举电路中的二极管都可以由可控开关来替代，譬如图8a中d61和d62，图8b中d61、d62和d63，都可以由可控开关一一替代，该些可控开关的第一端对应自举二极管的正极，该些可控开关的第二端对应自举二极管的负极，该些可控开关可以为mos，sic或者gan。

另外，由于电源转换电路的开关功率转换单元具有电感，为实现电源转换系统产品的超薄化，可对该电感所绕制的磁芯组件进行设计，以仅可能减小磁芯组件的基板厚度，进而降低电源转换系统产品的高度。以下是对该磁芯组件在n为2时的实施方式进行示例说明。

图9a为本公开优选实施例的磁芯组件的部分结构示意图，图9b为图9a的磁芯组件的交流磁通方向示意图，图9c为图9a的磁芯组件中的交流磁通在一个开关周期内的波形图。请参阅图9a并参考图2a和图2b。两个开关功率转换单元的两个电感l1及l2绕制于同一磁芯组件上，磁芯组件包含两个基板、两个绕线柱及两个边柱，两个绕线柱及两个边柱设置于至少一个基板上并位于两个基板之间,磁芯组件由上磁芯及下磁芯相组接而形成，以下以下磁芯4为例来说明磁芯结构及绕线方向。下磁芯4包含两个绕线柱41及42、两个边柱43及44与基板45，其中绕线柱41及42与边柱43及44设置于基板45上，两个边柱43及44分别设置于绕线柱41及42的相对两侧，以正视图9a的视角为例，绕线柱41设置于绕线柱42的前侧，两个边柱43及44分别设置于绕线柱41及42的左右两侧。于一些实施例中，绕线柱41的中心与绕线柱42的中心及两个边柱43及44的垂直距离相等。在一实施例中，可以只在边柱43和44上开气隙，且该两个气隙长度大致相同；亦可以在两个边柱43和44及两个绕线柱41和42上分别开气隙，且在两个边柱上的气隙长度大致相同，在两个绕线柱上的气隙长度大致相同，并且边柱气隙大于等于该绕线柱气隙。

以图2a两个电感l1及l2的绕线分别卷绕于两个绕线柱41及42上为例，其直流电流方向如图9a所示，绕线柱41及42上的直流磁通方向相同。如图9c所示，m11和m12的占空比d等于25％，且错相180度，时刻t0至时刻t4的区间为一开关周期ts。在时刻t0至时刻t1的区间内，第一开关m11导通，流经绕线柱41的交流磁通фac1线性上升，交流磁通фac1在时刻t1等于3ф，而流经绕线柱42的交流磁通фac2的方向与交流磁通фac1的方向相反，且交流磁通фac2在时刻t1等于–ф。因此，流经绕线柱41的交流磁通的三分之一流入绕线柱42，且如图9b所示，因绕线柱41位于两个边柱43及44之间的中心位置，即绕线柱41的中心与两个边柱43及44的垂直距离相等，故交流磁通фac1分别流向绕线柱42、边柱43与边柱44的交流磁通量相同。由此可知，在时刻t1，流经绕线柱41的交流磁通фac1分别流向绕线柱42和两个边柱43及44。同理，可推得在时刻t0、t2、t3及t4的交流磁通，故于此不再赘述。前述的磁通变化量ф仅用以示意，并不代表具体数值大小。由上述可知，由于流经绕线柱41的交流磁通фac1朝边柱43、边柱44及绕线柱42三个方向分配，故可均摊或近似均摊交流磁通，进而减小基板45的厚度，并降低电源转换系统产品的高度，从而实现超薄化并提升其适用性，同时也大幅提升电源转换系统的功率密度并降低垂直热阻。须注意的是，于此磁芯组件的实施方式中，占空比d并不限于25％，在占空比大于等于15％且小于等于35％的范围内皆可适用，而交流磁通均摊效果在占空比d等于25％时最佳。此外，磁芯组件的上磁芯可与下磁芯4具有相同结构，亦可为i型磁芯，且电感l1及l2的绕线方向并不以附图的示例为限，只要可实现交流磁通均摊以减小基板厚度即可。

在另一实施例中的磁芯组件的部分结构示意图如图9d所示，图9e为图9d的磁芯组件的交流磁通方向示意图，图9f为另一优选实施例。参考图2a和图2b，两个开关功率转换单元的两个电感l1和l2绕制于同一磁芯组件上，磁芯组件包含两个基板，两个绕线柱及一个边柱，两个绕线柱和一个边柱设置于至少一基板上并位于两个基板之间，磁芯组件由上磁芯及下磁芯相连接而形成，以下以下磁芯为例来说明磁芯结构和绕线方向。下磁芯4包含两个绕线柱41和42、一个边柱43和基板45，其中绕线柱41及42与边柱43设置于基板45上，且位于基板45的一侧，以正视角9d的视角为例，绕线柱41设置于绕线柱42的前侧，边柱43位于相对的基板45的另一侧。于一些实施例中，绕线柱41的中心与绕线柱42的中心及边柱的垂直距离相等。在一实施例中，可以只在边柱43上开气隙，亦可以在边柱43及两个绕线柱41和42上分别开气隙，且在两个绕线柱上的气隙长度大致相同，并且边柱气隙大于等于该绕线柱气隙。

以两个电感l1及l2的绕线分别卷绕于两个绕线柱41及42上为例，其直流电流方向如图9d所示，绕线柱41及42上的直流磁通方向相同。可参考图9c，流经绕线柱41的交流磁通фac1的三分之一流入绕线柱42，如图9e所示，交流磁通фac1的三分之二流入边柱43。虽然在该实施例中，流经绕线柱41的交流磁通фac1并不能在朝边柱、绕线柱42两个方向进行平均分配，但在一定程度上亦可以减小基板45的厚度，从而降低电源转换系统产品的高度。其它可参考图9a所对应的实施例，此处不再赘述。

在另一实施例中，图9d中的边柱42亦可以分成两个边柱43a和43b，该两个边柱放置在两个绕线柱41和42的同一侧，流经绕线柱41的交流磁通流向边柱43b及绕线柱42，同样流经绕线柱42的交流磁通流向边柱43a及绕线柱41。此实施例的其它特征可以参考图9d所对应的实施例，此处不再赘述。

图10a为本公开另一优选实施例的磁芯组件的部分结构示意图，图10b为图10a的磁芯组件的交流磁通方向示意图，图10c为图10a的磁芯组件中的交流磁通在一个开关周期内的波形图。请参阅图10a并参考图2a和图2b。两个开关功率转换单元的两个电感l1及l2绕制于同一磁芯组件上，磁芯组件包含两个基板、四个绕线柱及辅助柱单元，四个绕线柱及辅助柱单元设置于至少一个基板上并位于两个基板之间，电感l1的绕线绕制于至少两个绕线柱上，电感l2的绕线绕制于至少两个绕线柱上，四个绕线柱的中心点的连线呈四边形。于此实施例中，辅助柱单元包含两个中柱(即辅助柱)。磁芯组件由上磁芯及下磁芯相组接而形成，以下以下磁芯5为例来说明磁芯结构及绕线方向。下磁芯5包含第一绕线柱51、第二绕线柱52、第三绕线柱53、第四绕线柱54、第一中柱55、第二中柱56及基板57，其中第一绕线柱51、第二绕线柱52、第三绕线柱53、第四绕线柱54、第一中柱55及第二中柱56设置于基板57上，第一中柱55位于第一绕线柱51与第四绕线柱54之间，第二中柱56位于第二绕线柱52与第三绕线柱53之间。第一绕线柱51、第二绕线柱52、第三绕线柱53、第四绕线柱54的中心点的连线呈四边形，第一绕线柱51与第三绕线柱53位于该四边形的第一对角线上，第二绕线柱52与第四绕线柱54位于该四边形的第二对角线上。

以电感l1的绕线绕制于第一绕线柱51及第三绕线柱53上，且电感l2的绕线绕制于第二绕线柱52及第四绕线柱54上为例，其直流电流方向如图10a所示，四个绕线柱(51、52、53、54)上的直流磁通在两个中柱(55、56)上叠加。如图10b及图10c所示，占空比d等于50％，时刻t0至时刻t2的区间为一开关周期ts。在时刻t0至时刻t1的区间内，第一开关m11导通，流经第一绕线柱51及第三绕线柱53的交流磁通фac3线性上升，流经第二绕线柱52及第四绕线柱54的交流磁通фac4线性下降。以时刻t1为例，流经第一绕线柱51的交流磁通中的二分之一流入第二绕线柱52，其余二分之一流入第四绕线柱54，流经第三绕线柱53的交流磁通中的二分之一流入第二绕线柱52，其余二分之一流入第四绕线柱54。在时刻t1至时刻t2的区间内，第二绕线柱52及第四绕线柱54的交流磁通фac4线性上升，流经第一绕线柱51及第三绕线柱53的交流磁通фac3线性下降。以时刻t2为例，流经第二绕线柱52的交流磁通中的二分之一流入第一绕线柱51，其余二分之一流入第三绕线柱53，流经第四绕线柱54的交流磁通中的二分之一流入第一绕线柱51，其余二分之一流入第三绕线柱53。由上述可知，流经每个绕线柱(51、52、53、54)的交流磁通分别分别流向相邻的两个绕线柱，从而均摊交流磁通，可减小基板57的厚度，并进而降低电源转换系统产品的高度，从而实现超薄化并提升其适用性，同时也大幅提升电源转换系统的功率密度并降低垂直热阻。须注意的是，于此磁芯组件的实施方式中，平均分配交流磁通的方法并不仅限于占空比d＝50％时，在占空比大于等于30％且小于等于70％的范围内，从绕线柱流出的交流磁通分别流向两个相邻的绕线柱和一个相邻中柱，构成3个闭合磁通回路，只是在d＝50％下，而交流磁通均摊效果在占空比d等于50％时最佳。此外，磁芯组件的上磁芯可与下磁芯5具有相同结构，亦可为i型磁芯，且电感l1及l2的绕线方向并不以附图的示例为限，只要可实现交流磁通均摊以减小基板厚度即可。

在另一典型占空比d＝50％的实施例中，亦可以将图10a的两个中柱合并为一个中柱65，该中柱的横截面为一长方形，如图10d所示，绕线柱61、62、63、64分别对应于图10a中的绕线柱51、52、53、54，中柱65位于绕线柱61和62组合及绕线柱63和64组合的中心位置。在一些实施例中，其绕线方向如图10e所示，(图10e为图10d的俯视图)，一个绕线逆时针绕过绕线柱62和64及中柱65，与绕线柱61和63构成一个电感；另一个绕线逆时针绕过绕线柱61和63及中柱65，与绕线柱62和64构成另一电感。在另一些实施例中，其绕线方向如图10f所示(图10f为图10d的俯视图)，一个电感的绕线逆时针绕过绕线柱61后，穿过绕线柱64的外缘侧，然后逆时针绕在绕线柱63上，与绕线柱61和63构成一个电感；另一个电感的绕线逆时针绕过绕线柱62后，穿过绕线柱61的外缘侧，然后逆时针绕在绕线柱64后，与绕线柱62和64构成另一个电感。此外，在一些实施例中，该截面为长方形的中柱65可以用截面为正方形的中柱75替代，如图10g所示。中柱65亦可以用截面为圆形或椭圆形的中柱85替代，如图10h所示，其绕线方向可以参考图10e和10f所示的绕线方式，该些实施例都可以实现绕线柱上的直流磁通同方向，在典型占空比d＝50％时，流经任一绕线柱的交流磁通平均流向相邻的两个绕线柱(可参考图10b)，实现交流磁通的均摊，从而减小该些磁芯基板的厚度。

在另一典型占空比d＝50％的实施例中，亦可以用图10i的磁芯结构来实现，下磁芯包含四个绕线柱(91、92、93、94)、辅助柱单元及基板97，辅助柱单元包含两个边柱95和96，位于绕线柱构成的四边形的两侧。在该实施例中，绕组的绕线方式可以参考图10a所示，实现绕线柱上的直流磁通同方向，在典型占空比d＝50％时，流经任一绕线柱的交流磁通平均流向相邻的两个绕线柱(可参考图10b)，实现交流磁通的均摊，从而减小该些磁芯基板的厚度。在另一些实施例中，边柱95还可以位于绕线柱91及绕线柱94连线的一侧，对应地，边柱96还可以位于绕线柱92及绕线柱97连线的一侧。

在图10d、图10g、图10h及图10i所示的实施例中，平均分配交流磁通的方法并不仅限于占空比d＝50％时，在30％≤d≤70％的范围内，从绕线柱流出的交流磁通分别流向两个相邻的绕线柱、相邻中柱或者边柱而形成闭合磁路，只是在d＝50％下，这种交流磁通均摊的效果最佳，同样，在图10d、图10g、图10h及图10i所示的实施例中，在交流磁通不能均摊的情况下，部分交流磁通将流经辅助柱。在该实施例中，可以只在辅助柱单元上开气隙，若辅助柱单元包含两个辅助柱，则且该两个辅助柱上的气隙长度大致相同；亦可以在辅助柱单元及四个绕线柱上分别开气隙，且在辅助柱单元上的气隙长度大致相同，在四个绕线柱上的气隙长度大致相同，并且辅助柱上气隙大于等于该绕线柱上气隙。上磁芯可以是和下磁芯完全相同的结构，也可以是i型磁芯，并且电感的绕线方向并不以此为限，只要实现交流磁通均摊，以此来减小磁芯基板厚度的实施都在本发明保护范围之内。且该些磁芯组件的实施例中，图示仅做示例，该些绕线柱、边柱或者辅助柱可以为贴合基板边缘放置，也可以和基板边缘之间存在一定距离。不以此为限。

以上实施方式中可能使用相对性的用语，例如“上”或“下”，以描述图标的一个元件对于另一元件的相对关系。能理解的是，如果将图标的装置翻转使其上下颠倒，则所叙述在“上”的元件将会成为在“下”的元件。

如图2a和图2b所示的电源转换电路其输入侧的电流纹波的频率为开关频率fs，并没有因为2个开关功率转换单元级联而增大纹波频率，减小纹波的幅值。因此需要在该电路的输入端放置大体积的滤波器件来滤除电流纹波，但是大体积的滤波器件会增大该电源转换系统的体积。

对于大功率的应用，于一实施例中，本发明可采用多个电源转换电路交错并联(interleave)的方式来增大该电源转换系统的带载能力。电源转换系统包含x个电源转换电路，如图11a及图11b和图11c所示，分别为a1、a2……ax，或如图11c所示，分别为b1、b2……bx，其中x为大于1的整数。该x个电源转换电路的输入端均并联、输出端均并联。其中，每个电源转换电路的电路结构可参照上述实施例，于此不再赘述。此外，该电源转换系统还包括一控制器100。

图11a和图11b为多个第一电源转换电路交错并联的实施例。于图11a所示的实施例中，x为奇数，控制器100输出x组控制信号(pwm11，pwm12)、(pwm21，pwm22)……(pwmx1，pwmx2)，控制信号pwm11、pwm21……pwmx1依次错相360/x。控制信号pwm11及pwm12用来控制电源转换电路a1，控制信号pwm21及pwm22用来控制电源转换电路a2，以此类推，控制信号pwmx1及pwmx2用来控制电源转换电路ax，其详细控制方式可参考图2a、图3a和图3b，此处不再赘述。于图11b所示的实施例中，x为偶数，控制器100输出y组控制信号(pwm11，pwm12)、(pwm21，pwm22)……(pwmy1，pwmy2)，其中y等于x/2，控制信号pwm11、pwm21……pwmy1依次错相360/y(即720/x)。控制信号pwm11及pwm12用来控制电源转换电路a1和a(y+1)，控制信号pwm21及pwm22用来控制电源转换电路a2和a(y+2)，以此类推，控制信号pwmy1及pwmy2用来控制电源转换电路ay和ax。图11c为多个第二电源转换电路交错并联的实施例。于图11c所示的实施例中，控制器100输出x组控制信号(pwm11，pwm12)、(pwm21，pwm22)……(pwmx1，pwmx2)，控制信号pwm11、pwm21……pwmx1依次错相360/2x。于图11c的实施例中，控制信号pwm11及pwm12用来控制电源转换电路b1，控制信号pwm21及pwm22用来控制电源转换电路b2，以此类推，控制信号pwmx1及pwmx2用来控制电源转换电路bx，因此，利用脉冲控制信号的错相，实现该x个电源转换电路的交错并联，并减小该电源转换系统的输入侧电流纹波，同时可采用小体积的滤波器件，减小该电源转换系统的尺寸。

以电源转换系统包含两个第一电源转换电路为例来说明(即x等于2)，该两个第一电源转换电路交错并联。如图12所示，两个第一电源转换电路a1和a2分别在输入端并联和输出端并联，输入端的输入电容可以如图12所示，分别设置至少一个输入电容cin，也可以共用一组输入电容。输出端的输出电容可以如图12所示，共用一组输出电容co，也可以分别设置至少一个输出电容。该电源转换系统还包括一控制器100，输出一组pwm脉冲控制信号pwm11和pwm12。于第1个电源转换电路a1中，储能装置cba两端分别为第一节点swaa和第二节点swba，且第1个开关功率转换单元的第一开关m11a由控制信号pwm11控制，第1个开关功率转换单元的第二开关m21a的控制信号与控制信号pwm11互补，第2个开关功率转换单元的第一开关m12a由控制信号pwm12控制，第2个开关功率转换单元的第二m22a的控制信号与控制信号pwm12互补。于第2个电源转换电路a2中，，储能装置cbb两端分别为第一节点swab和第二节点swbb，且第1个开关功率转换单元的第一开关m11b由控制信号pwm12控制，第1个开关功率转换单元的第二开关m21b的控制信号与控制信号pwm12互补，第2个开关功率转换单元的第一开关m12b由控制信号pwm11控制，第2个开关功率转换单元的第二开关m22b的控制信号与控制信号pwm11互补。

对如图12所示的交错并联的两个电源转换电路a1和a2，其预充电电路的实施方法可采用如图13a所示的方法，采用两个相同的预充电电路分别对两个储能装置cba、cbb实现预充电，每一预充电电路可参照如图5a或图5b所示，在此不再详述。以电源电路为反弛式电路为例，每一预充电电路的绕组t3a正向耦合于磁性元件t1，且绕组t3a与磁性元件t1的匝数比为1:2，该预充电电路的输出电气连接第一节点swaa和第二节点swba，为储能装置cba进行预充电。绕组t3b正向耦合于磁性元件t1，且绕组t3b与磁性元件t1的匝数比为1:2，该预充电电路的输出电气连接第一节点swab和第二节点swbb，为储能装置cbb进行预充电。当储能装置cba和cbb两端端电压充高至vin/2之后，即可使得该两个开关功率转换单元进入输出电压软启动状态。

因为该两个电源转换电路a1和a2中的储能装置cba和cbb在稳态时的两端电压相同，所以本发明在另一实施例中，可采用一个预充电电路对该两个开关功率转换单元中的储能装置cba和cbb进行预充电。如图13b所示，预充电电路中的绕组t3正向耦合于电源电路22的磁性元件t1，且绕组t3与磁性元件t1的匝数比为1:2，电容c3两端电压vc3通过二极管d71和d72对储能装置cba进行预充电，电容c3两端电压vc3通过二极管d73和d74对储能装置cbb进行预充电，当储能装置cba和cbb两端端电压充高至vin/2之后，即可使得该两个电源转换电路进入输出电压软启动状态。该预充电电路的实现方法简单，简化了变压器的结构，只需添加四颗二极管即可实现对交错并联的两个电源转换电路中的储能装置的预充电。

该交错并联的两个电源转换电路a1和a2所采用的的自举电源电路，如图14所示。在该实施例中，针对两个电源转换电路，采用两个自举电源电路分别对该两个电源转换电路的驱动电路进行供电，每个自举电路可参照如图8a或图8c所示，在此不再详述。于电源转换电路a1及其对应的自举电源电路中，当第二开关m22a导通时，vcc1a＝vcc，当第二开关m22a关断时，节点电压vcc1a为相对应的驱动电路供电，驱动开通第一开关m12a。当第一开关m12a导通后，节点swaa和swca短接，此时vcc2a＝vcc1a，当第一开关m12a关断后，节点电压vcc2a为相对应的驱动电路供电，驱动开通第一开关m11a。同理，可推得电源转换电路a2及其对应的自举电源电路的工作原理，此处不再赘述。

以电源转换系统包含两个第二电源转换电路为例来说明(即x等于2)，该两个第二电源转换电路交错并联。如图15所示，于第1个电源转换电路b1中，储能装置cb10c两端分别为第一节点swec和第二节点swfc，储能装置cb11c两端分别为第一节点swgc和第二节点swhc；于第2个电源转换电路b2中，储能装置cb10d两端分别为第一节点swed和第二节点swfd，储能装置cb11d两端分别为第一节点swgd和第二节点swhd。

对于如图15所示的交错并联的两个电源转换电路b1和b2，其预充电电路可参照图16所示。以图16的电源电路为反弛式电路为例，图16采用两个相同的预充电电路，其中绕组t3c正向耦合于磁性元件t1，且绕组t3c与磁性元件t1的匝数比为1:2，该预充电电路的输出电气两组隔离二极管d71c/d72c及d73c/d74c,其中一组隔离二极管d71c/d72c的输出分别电气连接第1节点swec和第2节点swfc，为储能装置cb10c进行预充电；另一组隔离二极管d73c/d74c的输出分别电气连接第1节点swgc和第2节点swhc，为储能装置cb11c进行预充电。另一绕组t3d正向耦合于磁性元件t1，且绕组t3d与磁性元件t1的匝数比为1:2，该预充电电路的输出电气两组隔离二极管d71d/d72d及d73d/d74d，为储能装置cb10d进行预充电；其中一组隔离二极管d71d/d72d的输出分别电气连接第1节点swed和第2节点swfd，另一组隔离二极管d73d/d74d的输出分别电气连接第1节点swgd和第2节点swhd，为储能装置cb11d进行预充电。当储能装置cb10c、cb11c、cb10d和cb11d两端端电压充高至vin/2之后，即可使得该两个开关功率转换单元进入软启动状态。

对于如图15所示的交错并联的两个电源转换电路b1和b2，于一实施例中，预充电电路包含4个如图5c所示的预充电电路，即采用四个绕组分别正向耦合于磁性元件，且该四个绕组与该磁性元件的匝数比都为1:2,其输出分别为四个储能装置进行预充电。于另一实施例中，预充电电路可参照图5d所示的预充电电路架构，区别在于：包含四组隔离二极管，即采用一个绕组正向耦合于磁性元件，且该一个绕组与该磁性元件的匝数比为1:2,其输出电气连接四组隔离二极管，该四组隔离二极管的输出分别对四个储能装置进行预充电，当储能装置两端端电压充高至vin/2之后，即可使得该两个电源转换电路进入输出电压软启动状态。该预充电电路可以通过不同的绕组个数和不同组数的隔离二极管，灵活搭配，皆可满足对储能装置预充电的需求。

对于电源转换系统包含x个第二电源转换电路b1-bx交错并联的情况，每一个电源转换电路的自举供电电路可采用如图8c的自举供电电路,在此不再赘述。

在另一实施例中，为了满足大电流输出的要求，其预充电电路和自举电源电路可依据图13a或图13b的预充电电路及图14的自举电源电路而同时据以实施，此处不再赘述。此外，在电源转换电路的个数更多，甚或是其个数为奇数的情况下，对应的预充电电路及自举电源电路均可依据前述实施例推得，此处不再赘述。在另一实施例中，图13a、图13b和图14中的预充电电路，钳位电路和自举电路中的二极管皆可由可控开关一一替代。

综上所述，本公开的目的在于提供一种电源转换系统及其磁性元件，电源转换系统的电源转换电路为可扩展占空比的多相降压变换器，相较于现有的降压电路，在相同输入输出的条件下，可有效提升占空比，并相应降低开关在导通或关段时对应的跳变电压变化量，可降低开关损耗，提升效率。此外，是利用预充电电路对电源转换电路中的储能装置进行预充电，使电源转换电路进入软启动状态，以降低电源转换电路中的开关所承受的电压应力，从而可选用低耐压的开关器件，有效降低成本，且低耐压的开关器件具有低导通内阻，可提升电源转换的效率并降低损耗。另外，通过于电源转换电路中的开关两端设置钳位电路，以钳位开关两端的尖峰电压，从而保护开关，同时可吸收尖峰能量并进行反馈，以减少尖峰能量的损耗，提升电源转换电路的效率。再者，通过设置自举电源电路及驱动电路实现自举供电功能并对开关进行相应控制，大幅提升电源转换电路的适用性，亦有利于电源转换系统产品的小型化，且自举电源电路的结构简单，成本较低。更甚者，通过电源转换系统中的磁芯组件的特殊结构，可均摊流经绕线柱的交流磁通，进而减小磁芯组件的基板厚度，从而降低电源转换系统产品的高度，借此实现超薄化并提升适用性，同时也大幅提升电源转换系统的功率密度并降低垂直热阻。此外，对于大功率的应用，本发明可采用多个电源转换电路交错并联的方式来增大电源转换系统的带载能力，其利用控制信号间的错相，以实现该多个电源转换电路的交错并联，并减小电源转换系统的输入侧电流纹波，同时可采用小体积的滤波器件，减小电源转换系统的尺寸。

须注意，上述仅是为说明本公开而提出的优选实施例，本公开不限于所述的实施例，本公开的范围由权利要求决定。且本公开得由本领域技术人员任施匠思而为诸般修饰，然皆不脱权利要求所欲保护者。