一种基于有源网络的高增益直流变换器拓扑结构的制作方法

本发明涉及直流变换器领域，具体涉及一种基于有源网络的高增益直流变换器拓扑结构。

背景技术：

随着能源危机和环境污染，太阳能、燃料电池等成为世界能源结构的主要部分。但光伏、燃料电池等新能源发电单体的输出电压远低于可并网所需的直流母线电压，通常需要一个高增益升压dc-dc变换器作为接口电路。

传统的boost变换器只能应用在电压增益小于8的场合，升压能力受限。为提高电压增益，现有技术中提出了多种非隔离高增益直流变换器拓扑结构。其一是利用变换器的多级级联可实现高增益升压，但却需要多套开关器件和控制电路，结构复杂，能量的二次传递也降低了整机的可靠性。其二是通过调整耦合电感的耦合系数来提高电压增益，但是漏电感会带来电压尖峰和电磁干扰问题。其三利用有源网络中电感的并联充电和串联放电也可实现，并且电路结构简单，两个开关管的驱动信号也一致，应用较多。第四种是融合电感-二极管和电容-二极管技术，通过引入不同结构和数量的电感-电容-二极管升压单元实现增益的升高，电路具有易扩展性，研究价值较高。但是现有的基于电感-电容-二极管的高增益直流变换器技术中只是提出单一拓扑或者通过增加电容的数量来扩展拓扑的个数，没有以电容单元中电容的位置变换为出发点来推导高增益变换器的拓扑构成。

技术实现要素：

针对现有技术的不足，本发明提供一种基于有源网络的高增益直流变换器拓扑结构，具有结构简单、控制方便、高电压增益、开关器件电压应力小。

为实现上述技术，本发明提供如下技术方案：

一种基于有源网络的高增益直流变换器拓扑结构，包括：输入电源ui、第一电感l1、第二电感l2、第三电感l3、第四电感l4、第一功率开关管s1、第二功率开关管s2、第一二极管d1、第二二极管d2、第一电容单元、第二电容单元、第三电容单元、输出二极管do、输出滤波电容co和负载电阻r；其中，输入电源ui的正极与第一电感l1的第一端、第二功率开关管s2的漏极连接；第一电感l1的第二端分别与第一功率开关管s1的漏极、第一二极管d1的阳极、第一电容单元的第一端连接；第二功率开关管s2的源极分别与第二电感l2的第一端、负载电阻r的第二端、第二电容单元的第二端连接；第二电感l2的第二端分别与输入电源ui的负极、第一功率开关管s1的源极连接；第一二极管d1的阴极分别与第三电感l3的第一端、第二电容单元的第一端连接；第三电感l3的第二端分别与第二二极管d2的阳极、第一电容单元的第二端连接；第二二极管d2的阴极分别与第四电感l4的第一端、第三电容单元的第一端连接；第四电感l4的第二端分别与输出二极管do的阳极、第一电容单元的第三端连接；输出二极管do的阴极分别与输出电容co的第一端、负载电阻r的第一端连接；输出电容co的第二端与第三电容单元的第三端连接；第三电容单元的第二端与第二电容单元的第三端连接。

进一步的，所述第一电容单元包括支路a、支路b、支路c、第一电容c1及第二电容c2，电容连接方式为：方式1：支路a为第一电容c1、支路b为第二电容c2、支路c短接；具体为第一电容c1的第一端作为所述第一电容单元的第一端，第一电容c1的第二端与第二电容c2的第一端连接并作为所述第一电容单元的第三端，第二电容c2的第二端作为所述第一电容单元的第二端；方式2：支路a为第一电容c1、支路b短接、支路c为第二电容c2；具体为第一电容c1的第一端作为所述第一电容单元的第一端，第一电容c1的第二端与第二电容c2的第一端连接并作为所述第一电容单元的第二端，第二电容c2的第二端作为所述第一电容单元的第三端；方式3：支路a短接、支路b为第一电容c1、支路c为第二电容c2；具体为第一电容c1的第一端与第二电容c2的第一端连接并作为所述第一电容单元的第一端，第一电容c1的第二端作为所述第一电容单元的第二端，第二电容c2的第二端作为所述第一电容单元的第三端；其中的任一种。

进一步的，所述第二电容单元包括支路d、支路e、第三电容c3，电容连接方式为：方式1：支路d为第三电容c3、支路e短接；具体为第三电容c3的第一端作为所述第二电容单元的第一端，第三电容c3的第二端作为所述第二电容单元的第二端和第三端；方式2：支路d短接、支路e为第三电容c3；具体为第三电容c3的第一端作为所述第二电容单元的第二端，第三电容c3的第二端作为所述第二电容单元的第一端和第三端；其中的任一种。

进一步的，所述第三电容单元包括支路f、支路g、第四电容c4，电容连接方式为：方式1：支路f为第四电容c4、支路g短接；具体为第四电容c4的第一端作为所述第三电容单元的第一端，第四电容c4的第二端作为所述第三电容单元的第二端和第三端；方式2：支路f短接、支路g为第四电容c4；具体为第四电容c4的第一端作为所述第三电容单元的第二端，第四电容c4的第二端作为所述第三电容单元的第一端和第三端；其中的任一种。

进一步的，第一电容单元采用方式二进行连接：支路a为第一电容c1、支路b短接、支路c为第二电容c2。

进一步的，所述的第二电容单元采用方式二进行连接：支路d短接、支路e为第三电容c3。

进一步的，所述的第三电容单元采用方式二进行连接：支路f短接、支路g为第四电容c4。

进一步的，所述的第一功率开关管s1和第二功率开关管s2的驱动信号相同，占空比均为d，在一个开关周期内包含如下工作模态：

第一工作模态：开关管s1、s2导通，第一二极管d1、第二二极管d2和输出二极管do承受反向电压截止；输入电源ui分别通过开关管s1、s2给第一电感l1和第二电感l2充电，电感电流il1、il2线性上升；输入电源ui和第三电容c3给第三电感l3和第一电容c1充电，电感电流il3上升；输入电源ui和第四电容c4给第四电感l4和第二电容c2充电，电感电流il4上升；第三电容c3、第四电容c4和输出电容co给负载电阻r供电；满足以下关系式：

其中，ui为输入电压；uo为输出电压；vl1、vl2、vl3、vl4为电感l1、l2、l3、l4端电压；vc1、vc2、vc3、vc4、vco为电容c1、c2、c3、c4、co端电压。

第二工作模态：开关管s1、s2关断，第一二极管d1承受正向电压导通，输入电源ui、第一电感l1和第二电感l2通过d1给第三电容c3充电；第二二极管d2承受正向电压导通，第三电感l3通过d2给第四电容c4充电；输出二极管do承受正向电压导通，第四电感l4通过do给输出电容co充电，同时输入电源ui、第一电感l1、第二电感l2和第一电容c1及第二电容c2通过do给负载电阻r供电；满足以下关系式：

其中，ui为输入电压；vl1、vl2、vl3、vl4为电感l1、l2、l3、l4端电压；vc1、vc2、vc3、vc4、vco为电容c1、c2、c3、c4、co端电压。

由于电感电压在一个开关周期内平均值为0，因此可得到如下公式：

其中，ui为输入电压；uo为输出电压；d为第一功率开关管s1和第二功率开关管s2的占空比；vc1、vc2、vc3、vc4、vco为电容c1、c2、c3、c4、co端电压。

进一步的，第一功率开关管s1和第二功率开关管s2的驱动信号相同，占空比均为d，并实现高增益电压输出：

其中，ui为输入电压；uo为输出电压；d为第一功率开关管s1和第二功率开关管s2的占空比。

与现有技术相比，本发明提供的一种基于有源网络的高增益直流变换器拓扑结构有益效果如下：

1.本发明提供的一种基于有源网络的高增益直流变换器拓扑结构，在不增加电容数量的基础上，通过合理变换电容的位置来推导高增益变换器的拓扑构成，在一定程度上丰富了高增益直流变换器的拓扑种类。

2.本发明提供的一种基于有源网络的高增益直流变换器拓扑结构，每一个变换器电容充放电过程和耐压值随其在电容网络中的位置的变化而变化，可根据不同场合选择合适的电容位置，并可根据电容的耐压值选择出最优的电容位置，从而采用低耐压等级的电容，有效减小系统成本。

3.本发明提供的一种基于有源网络的高增益直流变换器拓扑结构，直流变换器可以完成光伏电池到并网逆变器所需直流母线之间的高增益升压任务；同时，该类变换器功率开关管和二极管电压应力小，控制简单。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1是本发明基于有源网络的高增益直流变换器拓扑结构示意图。

图2是本发明直流变换器中第一电容单元的三种连接方式示意图。

图3是本发明直流变换器中第二电容单元的两种连接方式示意图。

图4是本发明直流变换器中第三电容单元的两种连接方式示意图。

图5是本发明直流变换器的第一电容单元方式一，第二电容单元方式一，第三电容单元方式一的连接示意图。

图6是本发明直流变换器的第一电容单元方式一，第二电容单元方式一，第三电容单元方式二的连接示意图。

图7是本发明直流变换器的第一电容单元方式一，第二电容单元方式二，第三电容单元方式一的连接示意图。

图8是本发明直流变换器的第一电容单元方式一，第二电容单元方式二，第三电容单元方式二的连接示意图。

图9是本发明直流变换器的第一电容单元方式二，第二电容单元方式一，第三电容单元方式一的连接示意图。

图10是本发明直流变换器的第一电容单元方式二，第二电容单元方式一，第三电容单元方式二连接示意图。

图11是本发明直流变换器的第一电容单元方式二，第二电容单元方式二，第三电容单元方式一的连接示意图。

图12是本发明直流变换器的第一电容单元方式二，第二电容单元方式二，第三电容单元方式二的连接示意图。

图13是本发明直流变换器的第一电容单元方式三，第二电容单元方式一，第三电容单元方式一的连接示意图。

图14是本发明直流变换器的第一电容单元方式三，第二电容单元方式一，第三电容单元方式二的连接示意图。

图15是本发明直流变换器的第一电容单元方式三，第二电容单元方式二，第三电容单元方式一的连接示意图。

图16是本发明直流变换器的第一电容单元方式三，第二电容单元方式二，第三电容单元方式二的连接示意图。

图17是本发明直流变换器的工作波形示意图。

图18是本发明直流变换器的工作模态一等效电路示意图。

图19是本发明直流变换器的工作模态二等效电路示意图。

具体实施方式

下面将通过具体实施方式对本发明的技术方案进行清楚、完整地描述。显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

如图1-19所示，所述一种基于有源网络的高增益直流变换器拓扑结构，包括：输入电源ui、第一电感l1、第二电感l2、第三电感l3、第四电感l4、第一功率开关管s1、第二功率开关管s2、第一二极管d1、第二二极管d2、第一电容单元、第二电容单元、第三电容单元、输出二极管do、输出滤波电容co和负载电阻r；其中，输入电源ui的正极与第一电感l1的第一端、第二功率开关管s2的漏极连接；第一电感l1的第二端分别与第一功率开关管s1的漏极、第一二极管d1的阳极、第一电容单元的第一端连接；第二功率开关管s2的源极分别与第二电感l2的第一端、负载电阻r的第二端、第二电容单元的第二端连接；第二电感l2的第二端分别与输入电源ui的负极、第一功率开关管s1的源极连接；第一二极管d1的阴极分别与第三电感l3的第一端、第二电容单元的第一端连接；第三电感l3的第二端分别与第二二极管d2的阳极、第一电容单元的第二端连接；第二二极管d2的阴极分别与第四电感l4的第一端、第三电容单元的第一端连接；第四电感l4的第二端分别与输出二极管do的阳极、第一电容单元的第三端连接；输出二极管do的阴极分别与输出电容co的第一端、负载电阻r的第一端连接；输出电容co的第二端与第三电容单元的第三端连接；第三电容单元的第二端与第二电容单元的第三端连接。

优选的，所述第一电容单元包括支路a、支路b、支路c、第一电容c1及第二电容c2，电容连接方式为：方式1：支路a为第一电容c1、支路b为第二电容c2、支路c短接；具体为第一电容c1的第一端作为所述第一电容单元的第一端，第一电容c1的第二端与第二电容c2的第一端连接并作为所述第一电容单元的第三端，第二电容c2的第二端作为所述第一电容单元的第二端；方式2：支路a为第一电容c1、支路b短接、支路c为第二电容c2；具体为第一电容c1的第一端作为所述第一电容单元的第一端，第一电容c1的第二端与第二电容c2的第一端连接并作为所述第一电容单元的第二端，第二电容c2的第二端作为所述第一电容单元的第三端；方式3：支路a短接、支路b为第一电容c1、支路c为第二电容c2；具体为第一电容c1的第一端与第二电容c2的第一端连接并作为所述第一电容单元的第一端，第一电容c1的第二端作为所述第一电容单元的第二端，第二电容c2的第二端作为所述第一电容单元的第三端；其中的任一种。

优选的，所述第二电容单元包括支路d、支路e、第三电容c3，电容连接方式为：方式1：支路d为第三电容c3、支路e短接；具体为第三电容c3的第一端作为所述第二电容单元的第一端，第三电容c3的第二端作为所述第二电容单元的第二端和第三端；方式2：支路d短接、支路e为第三电容c3；具体为第三电容c3的第一端作为所述第二电容单元的第二端，第三电容c3的第二端作为所述第二电容单元的第一端和第三端；其中的任一种。

优选的，所述第三电容单元包括支路f、支路g、第四电容c4，电容连接方式为：方式1：支路f为第四电容c4、支路g短接；具体为第四电容c4的第一端作为所述第三电容单元的第一端，第四电容c4的第二端作为所述第三电容单元的第二端和第三端；方式2：支路f短接、支路g为第四电容c4；具体为第四电容c4的第一端作为所述第三电容单元的第二端，第四电容c4的第二端作为所述第三电容单元的第一端和第三端；其中的任一种。

优选的，第一电容单元采用方式二进行连接：支路a为第一电容c1、支路b短接、支路c为第二电容c2。

优选的，所述的第二电容单元采用方式二进行连接：支路d短接、支路e为第三电容c3。

优选的，所述的第三电容单元采用方式二进行连接：支路f短接、支路g为第四电容c4。

优选的，所述的第一功率开关管s1和第二功率开关管s2的驱动信号相同，占空比均为d，在一个开关周期内包含如下工作模态：

第一工作模态：开关管s1、s2导通，第一二极管d1、第二二极管d2和输出二极管do承受反向电压截止；输入电源ui分别通过开关管s1、s2给第一电感l1和第二电感l2充电，电感电流il1、il2线性上升；输入电源ui和第三电容c3给第三电感l3和第一电容c1充电，电感电流il3上升；输入电源ui和第四电容c4给第四电感l4和第二电容c2充电，电感电流il4上升；第三电容c3、第四电容c4和输出电容co给负载电阻r供电；满足以下关系式：

其中，ui为输入电压；uo为输出电压；vl1、vl2、vl3、vl4为电感l1、l2、l3、l4端电压；vc1、vc2、vc3、vc4、vco为电容c1、c2、c3、c4、co端电压。

第二工作模态：开关管s1、s2关断，第一二极管d1承受正向电压导通，输入电源ui、第一电感l1和第二电感l2通过d1给第三电容c3充电；第二二极管d2承受正向电压导通，第三电感l3通过d2给第四电容c4充电；输出二极管do承受正向电压导通，第四电感l4通过do给输出电容co充电，同时输入电源ui、第一电感l1、第二电感l2和第一电容c1及第二电容c2通过do给负载电阻r供电；满足以下关系式：

其中，ui为输入电压；vl1、vl2、vl3、vl4为电感l1、l2、l3、l4端电压；vc1、vc2、vc3、vc4、vco为电容c1、c2、c3、c4、co端电压。

由于电感电压在一个开关周期内平均值为0，因此可得到如下公式：

其中，ui为输入电压；uo为输出电压；d为第一功率开关管s1和第二功率开关管s2的占空比；vc1、vc2、vc3、vc4、vco为电容c1、c2、c3、c4、co端电压。

优选的，第一功率开关管s1和第二功率开关管s2的驱动信号相同，占空比均为d，并实现高增益电压输出：

其中，ui为输入电压；uo为输出电压；d为第一功率开关管s1和第二功率开关管s2的占空比。

如图1所示，所述一种基于有源网络的高增益直流变换器拓扑结构，所述直流变换器包括：输入电源ui、第一电感l1、第二电感l2、第三电感l3、第四电感l4、第一功率开关管s1、第二功率开关管s2、第一二极管d1、第二二极管d2、第一电容单元、第二电容单元、第三电容单元、输出二极管do、输出滤波电容co和负载电阻r；其中，输入电源ui的正极与第一电感l1的第一端、第二功率开关管s2的漏极连接；第一电感l1的第二端分别与第一功率开关管s1的漏极、第一二极管d1的阳极、第一电容单元的第一端连接；第二功率开关管s2的源极分别与第二电感l2的第一端、负载电阻r的第二端、第二电容单元的第二端连接；第二电感l2的第二端分别与输入电源ui的负极、第一功率开关管s1的源极连接；第一二极管d1的阴极分别与第三电感l3的第一端、第二电容单元的第一端连接；第三电感l3的第二端分别与第二二极管d2的阳极、第一电容单元的第二端连接；第二二极管d2的阴极分别与第四电感l4的第一端、第三电容单元的第一端连接；第四电感l4的第二端分别与输出二极管do的阳极、第一电容单元的第三端连接；输出二极管do的阴极分别与输出电容co的第一端、负载电阻r的第一端连接；输出电容co的第二端与第三电容单元的第三端连接；第三电容单元的第二端与第二电容单元的第三端连接。

如图2所示，所述第一电容单元包括支路a、支路b、支路c、第一电容c1及第二电容c2，电容连接方式采用以下三种方式中的任意一种：方式一：支路a为第一电容c1、支路b为第二电容c2、支路c短接；具体为第一电容c1的第一端作为所述第一电容单元的第一端，第一电容c1的第二端与第二电容c2的第一端连接并作为所述第一电容单元的第三端，第二电容c2的第二端作为所述第一电容单元的第二端。方式二：支路a为第一电容c1、支路b短接、支路c为第二电容c2；具体为第一电容c1的第一端作为所述第一电容单元的第一端，第一电容c1的第二端与第二电容c2的第一端连接并作为所述第一电容单元的第二端，第二电容c2的第二端作为所述第一电容单元的第三端。方式三：支路a短接、支路b为第一电容c1、支路c为第二电容c2；具体为第一电容c1的第一端与第二电容c2的第一端连接并作为所述第一电容单元的第一端，第一电容c1的第二端作为所述第一电容单元的第二端，第二电容c2的第二端作为所述第一电容单元的第三端。

如图3所示，所述第二电容单元包括支路d、支路e、第三电容c3，电容连接方式采用以下两种方式中的任意一种：方式一：支路d为第三电容c3、支路e短接；具体为第三电容c3的第一端作为所述第二电容单元的第一端，第三电容c3的第二端作为所述第二电容单元的第二端和第三端。方式二：支路d短接、支路e为第三电容c3；具体为第三电容c3的第一端作为所述第二电容单元的第二端，第三电容c3的第二端作为所述第二电容单元的第一端和第三端。

如图4所示，所述第三电容单元包括支路f、支路g、第四电容c4，电容连接方式采用以下两种方式中的任意一种：方式一：支路f为第四电容c4、支路g短接；具体为第四电容c4的第一端作为所述第三电容单元的第一端，第四电容c4的第二端作为所述第三电容单元的第二端和第三端。方式二：支路f短接、支路g为第四电容c4；具体为第四电容c4的第一端作为所述第三电容单元的第二端，第四电容c4的第二端作为所述第三电容单元的第一端和第三端。

如图5-16所示，本发明提供了变换器的十二个实施例；其中，图5实施例一中第一电容单元采用方式一，第二电容单元采用方式一，第三电容单元采用方式一进行连接；图6实施例二中第一电容单元采用方式一，第二电容单元采用方式一，第三电容单元采用方式二进行连接；图7实施例三中第一电容单元采用方式一，第二电容单元采用方式二，第三电容单元采用方式一进行连接；图8实施例四中第一电容单元采用方式一，第二电容单元采用方式二，第三电容单元采用方式二进行连接；图9实施例五中第一电容单元采用方式二，第二电容单元采用方式一，第三电容单元采用方式一进行连接；图10实施例六中第一电容单元采用方式二，第二电容单元采用方式一，第三电容单元采用方式二进行连接；图11实施例七中第一电容单元采用方式二，第二电容单元采用方式二，第三电容单元采用方式一进行连接；图12实施例八中第一电容单元采用方式二，第二电容单元采用方式二，第三电容单元采用方式二进行连接；图13实施例九中第一电容单元采用方式三，第二电容单元采用方式一，第三电容单元采用方式一进行连接；图14实施例十中第一电容单元采用方式三，第二电容单元采用方式一，第三电容单元采用方式二进行连接；图15实施例十一中第一电容单元采用方式三，第二电容单元采用方式二，第三电容单元采用方式一进行连接；图16实施例十二中第一电容单元采用方式三，第二电容单元采用方式二，第三电容单元采用方式二进行连接。

如图17所示，所述实施例8中第一开关管s1和第二开关管s2的驱动信号vg、第一电感l1的电压vl1、第二电感l2的电压vl2、第三电感l3的电压vl3、第四电感l4的电压vl4、第一电感l1的电流il1、第二电感l2的电流il2、第三电感l3的电流il3、第四电感l4的电流il4在一个开关周期的波形。

如图18、19所示，所述实施例8变换器在一个开关周期内两个工作模态的等效电路图：

1)在t0～t1阶段，如图18所示，开关管s1、s2导通，第一二极管d1、第二二极管d2和输出二极管do承受反向电压截止；输入电源ui分别通过开关管s1、s2给第一电感l1和第二电感l2充电，电感电流il1、il2线性上升；输入电源ui和第三电容c3给第三电感l3和第一电容c1充电，电感电流il3上升；输入电源ui和第四电容c4给第四电感l4和第二电容c2充电，电感电流il4上升；第三电容c3、第四电容c4和输出电容co给负载电阻r供电。

其中，ui为输入电压；uo为输出电压；vl1、vl2、vl3、vl4为电感l1、l2、l3、l4端电压；vc1、vc2、vc3、vc4、vco为电容c1、c2、c3、c4、co端电压。

2)在t1～t2阶段，如图19所示，开关管s1、s2关断，第一二极管d1承受正向电压导通，输入电源ui、第一电感l1和第二电感l2通过d1给第三电容c3充电；第二二极管d2承受正向电压导通，第三电感l3通过d2给第四电容c4充电；输出二极管do承受正向电压导通，第四电感l4通过do给输出电容co充电，同时输入电源ui、第一电感l1、第二电感l2和第一电容c1及第二电容c2通过do给负载电阻r供电。

其中，ui为输入电压；vl1、vl2、vl3、vl4为电感l1、l2、l3、l4端电压；vc1、vc2、vc3、vc4、vco为电容c1、c2、c3、c4、co端电压。

以下为所述实施例八变换器的稳态电压增益情况：

由于电感电压在一个开关周期内平均值为0，因此可得到如下式：

其中，ui为输入电压；uo为输出电压；d为第一功率开关管s1和第二功率开关管s2的占空比。

参见下表,显示了所述实施例一到实施例十二变换器中电容承受的电压应力：

以上所述的实施例仅仅是对本发明的优选实施方式进行描述，并非对本发明的范围进行限定，在不脱离本发明设计精神的前提下，本领域普通技术人员对本发明的技术方案做出的各种变形和改进，均应落入本发明权利要求书确定的保护范围内。