双向谐振网络、双向直流变换器及其参数设计方法与流程

本发明涉及直流功率变换技术领域，特别涉及一种双向谐振网络、双向直流变换器及其参数设计方法。

背景技术：

随着可再生能源的快速发展，新能源分布式接入和微电网技术的有机结合正在逐渐改变传统的电网结构，可以实现分布式能源更大限度的利用；同时，由于可再生能源间歇性、不稳定性的特点，储能系统在风光微电网中的按需接入可以提升电网的稳定性和电能质量。在分布式发电和储能领域的背景下，隔离型的高功率密度高效率双向运行的dc/dc变换器一直是学术界和工业界的研究热点。

llc谐振变换器是在串联谐振变换器的基础上引入变压器励磁电感作为第三个并联谐振元件，由于励磁电感的引入，感性电流增大，llc电路的软开关范围比src变换器大，可以在全负载范围内实现输入侧开关管的零电压开通(zerovoltageswitch，zvs)和输出侧的零电流关断(zerocurrentswitch，zcs)，有助于运行效率的提升。同时，llc变换器具有三个串并联谐振元件，组成了一个带通滤波器，因此电压增益调节范围可以超过1，即电路可以工作在降压和升压模式，其应用领域较广泛。

llc变换器固定电压增益时具有较高的传输效率，但是在面对宽电压范围的应用时，要减小励磁电感的取值来实现更宽的电压增益范围，减小励磁电感同时会导致llc变换器的输入侧的感性励磁电流变大，输入侧的开关导通损耗和关断损耗都相应增加，电路的传输效率降低。所以传统llc变换器的参数设计时存在宽电压范围和高效率的矛盾。

现有技术中，已有以下一些面向宽电压范围llc变换器效率提升的方法被提出：

(1)公开号为cn108521217a和cn108494258a的中国发明专利申请提出了两种参数优化的设计方法，通过反复迭代寻找出使得llc变换器既能实现所需电压增益同时使得损耗最小的一组参数，但是都只是在宽电压范围和高效率的矛盾之间寻找一个最优值，没有从根本上解决两者之间的矛盾。

(2)公开号为cn111181409a的中国发明专利申请提出一种宽输出增益多谐振腔的llc变换器，通过变换谐振腔的结构来实现宽电压工作范围，电路结构复杂，增加的元件较多，不利于成本减少和功率密度的提升。

技术实现要素：

本发明针对现有技术中存在的上述不足，提供了一种双向谐振网络、双向直流变换器及其参数设计方法。

本发明是通过以下技术方案实现的。

根据本发明的第一个方面，提供了一种非隔离型双向谐振网络，包括：第一电感、第一电容、第一交流端口、第二电感、第二电容、第二交流端口、第三电感、第三电容以及第四电感；其中：

所述第一电感、所述第一电容、所述第二电容和所述第二电感依次串联连接，所述第一电感的另一端连接到所述第一交流端口的第一交流端，所述第二电感的另一端连接到所述第二交流端口的第一交流端；

所述第一交流端口的第二交流端与所述第二交流端口的第二交流端相连；

所述第四电感和所述第三电容并联连接后与所述第三电感串联连接组成一支路，所述支路的一端子连接到所述第一电容和所述第二电容相连接的端子，所述支路的另一端子连接所述第一交流端口的第二交流端。

根据本发明的第二个方面，提供了一种上述非隔离型双向谐振网络的参数设计方法，其特征在于，包括：

s1、对所述非隔离型双向谐振网络进行交流稳态分析，得到所述非隔离型双向谐振网络正向和反向运行的电压增益表达式；

s2、计算正反向运行的电压增益范围，根据给定调节频率的范围，，选取合适的一组设计参数(k1，k2，m，h，g，q)；

s3、验证s2中选取的设计参数(k1，k2，m，h，g，q)所对应的增益曲线是否在工作频率范围内满足单调性。

优选地，所述s1中，得到所述非隔离型双向谐振网络正向运行的电压增益表达式的方法为：

运用相量法，得到所述非隔离型双向谐振网络的复频域电路模型；

计算所述非隔离型双向谐振网络正向运行的电压增益表达式为：

其中，v1为第一交流端口电压的有效值，v2为第二交流端口电压的有效值，fn＝fs/f1，fs为工作频率，m＝f1/f2，f1为第一电感和第一电容串联谐振的频率，f2为第四电感和第三电容并联谐振的频率，h＝l2/l1，g＝c2/c1，k1＝l3/l1，k2＝l4/l1，fn为归一化频率，r1为正向负载；

计算所述非隔离型双向谐振网络反向运行的电压增益表达式为：

其中，fn＝fs/f1，fs为工作频率，m＝f1/f2，f1为第二电感和第二电容串联谐振的频率，f2为第四电感和第三电容并联谐振的频率，h＝l1/l2，g＝c1/c2，k1＝l3/l2，k2＝l4/l2，fn为归一化频率，r2为反向负载。

优选地，所述s2中，初步选取一组设计参数(k1，k2，m，h，g，q)，分别判断在正向运行最大电压增益对应的开关频率和最小电压增益对应的开关频率是否在给定调节频率的范围(fmin-fmax)内，若正向运行频率范围不在给定调节频率的范围(fmin-fmax)内，则重新选取一组设计参数；

若正向运行频率范围在给定调节频率的范围(fmin-fmax)内，则分别判断在反向运行最大电压增益对应的开关频率和最小电压增益对应的开关频率是否在给定调节频率的范围(fmin-fmax)内，若反向运行频率范围不在给定调节频率的范围(fmin-fmax)内，则重新选取一组设计参数；

若反向运行频率范围在给定调节频率的范围(fmin-fmax)内，则进行下一步。

优选地，所述s3中，根据s2中选取的设计参数(k1，k2，m，h，g，q)，判断对应的增益曲线是否在工作频率范围内满足单调性：

如果该组设计参数对应的增益曲线的增益在工作频率范围内随频率增加而减小，则根据选取的这组参数计算各电路参数的值；

如果不满足单调性，返回s2重新选取一组设计参数。

根据本发明的第三个方面，提供了一种隔离型双向谐振网络，包括：第一电感、第一电容、第一交流端口、第二电感、第二电容、第二交流端口以及变压器；其中：

所述第一电感和所述第一电容串联连接，所述第一电感的另一端连接到所述第一交流端口的第一交流端，所述第一电容的另一端连接到所述变压器原边的第一交流端；

所述第二电感和所述第二电容串联连接，所述第二电感的另一端连接到所述第二交流端口的第一交流端，所述第二电容的另一端连接到所述变压器副边的第一交流端；

所述变压器原边的第二交流端与所述第一交流端口的第二交流端相连，所述变压器副边的第二交流端与所述第二交流端口的第二交流端相连；

所述变压器原边的绕组引出一抽头，在所述抽头和所述变压器原边的第一交流端或第二交流端之间连接有辅助电容器；

所述抽头将所述变压器原边的绕组分为第一励磁电感和第二励磁电感；

所述第二励磁电感和所述辅助电容器并联连接后与所述第一励磁电感串联连接组成一条等效励磁支路。

根据本发明的第四个方面，提供了一种隔离型双向谐振网络的参数设计方法，包括：

s1、对所述隔离型双向谐振网络进行交流稳态分析，得到所述隔离型双向谐振网络正向和反向运行的电压增益表达式；

s2、计算正反向运行的电压增益范围，根据给定调节频率的范围，选取合适的一组设计参数(k1，k2，m，h，g，n，q)；

s3、验证s2中选取的一组参数(k1，k2，m，h，g，n，q)所对应的增益曲线是否在工作频率范围内满足单调性。

优选地，所述s1中，得到所述隔离型双向谐振网络正向运行的电压增益表达式的方法为：

运用相量法，得到所述隔离型双向谐振网络的复频域电路模型；

计算所述隔离型双向谐振网络正向运行的电压增益表达式为：

其中，v1为第一交流端口电压的有效值，v2为第二交流端口电压的有效值，fn＝fs/f1，fs为工作频率，m＝f1/f2，f1为第一电感和第一电容串联谐振的频率，f2为第二励磁电感和辅助电容器并联谐振的频率，h＝n²l2/l1，g＝c2/(n²c1)，k1＝lm1/l1，k2＝lm2/l1，fn为归一化频率，r1为正向负载，n为变压器的原副边匝比；

计算所述隔离型双向谐振网络反向运行的电压增益表达式为：

其中，fn＝fs/f1，m＝f1/f2，f1为第二电感和第二电容串联谐振的频率，f2为第二励磁电感和辅助电容器并联谐振的频率，h＝l1/(n²l2)，g＝n²c1/c2，k1＝lm1/l2，k2＝lm2/l2，fn为归一化频率，r2为反向负载；

优选地，所述s2中，初步选取一组设计参数(k1，k2，m，h，g，n，q)，分别判断在正向运行最大电压增益对应的开关频率和最小电压增益对应的开关频率是否在给定调节频率的范围(fmin-fmax)内，若正向运行频率范围不在给定调节频率的范围(fmin-fmax)内，则重新选取一组设计参数；

若正向运行频率范围在给定调节频率的范围(fmin-fmax)内，则分别判断在反向运行最大电压增益对应的开关频率和最小电压增益对应的开关频率是否在给定调节频率的范围(fmin-fmax)内，若反向运行频率范围不在给定调节频率的范围(fmin-fmax)内，则重新选取一组设计参数；

若反向运行频率范围在给定调节频率的范围(fmin-fmax)内，则进行下一步；

优选地，所述s3中，根据s2中选取的设计参数(k1，k2，m，h，g，n，q)，判断对应的增益曲线是否在工作频率范围内满足单调性：

如果该组设计参数对应的增益曲线的增益在工作频率范围内随频率增加而减小，则根据选取的这组参数计算各电路参数的值；

如果不满足单调性，返回s2重新选取一组设计参数。

根据本发明的第五个方面，提供了一种隔离型双向直流变换器，包括：第一交直流变换电路、第二交直流变换电路和上述隔离型双向谐振网络；其中：

所述第一交直流变换电路的直流端口作为所述隔离型双向直流变换器的第一直流端口，所述第一交直流变换电路的交流端口连接所述隔离型双向谐振网络的第一交流端口；

所述第二交直流变换电路的直流端口作为所述隔离型双向直流变换器的第二直流端口，所述第二交直流变换电路的交流端口连接所述隔离型双向谐振网络的第二交流端口。

优选地，当所述隔离型双向直流变换器工作在正向运行模式下，所述第一交直流变换电路工作在逆变状态，所述第二交直流变换电路工作在整流状态；

当所述隔离型双向直流变换器工作在反向运行模式下，所述第一交直流变换电路工作在整流状态，所述第二交直流变换电路工作在逆变状态；

所述第一交直流变换电路和第二交直流变换电路可以为半桥电路或全桥电路或多电平电路或模块化多电平电路或倍压整流电路。

优选地，当所述隔离型双向直流变换器工作在正向运行模式下，所述第二交直流变换电路工作在不控整流或同步整流模式；所述第一交直流变换电路的控制信号为以下任意一种：

-固定占空比变频控制模式下的固定占空比变频信号；

-固定频率变占空比控制模式下的固定频率变占空比信号；

-混合控制模式下处于不同工作阶段的固定占空比变频信号和固定频率变占空比信号。

优选地，当所述隔离型双向直流变换器工作在反向运行模式下，所述第一交直流变换电路工作在不控整流或同步整流模式；所述第二交直流变换电路的控制信号为以下任意一种：

-固定占空比变频控制模式下的固定占空比变频信号；

-固定频率变占空比控制模式下的固定频率变占空比信号；

-混合控制模式下处于不同工作阶段的固定占空比变频信号和固定频率变占空比信号。

根据本发明的第六个方面，提供了一种上述隔离型双向直流变换器的参数设计方法，包括：

a1、计算满足正反向电压增益一致的变压器匝比；

a2、计算满足最小归一化频率fn，min和最大电压增益gmax的第一电感的比值和品质因素；

a3、计算第一电感、第一电容、第二电感、第二电容和等效励磁电感的值；

a4、设计归一化频率fn＝1时变压器励磁支路的等效电感值为满足输入侧和输出侧全控型可关断器件实现zvs的最大电感，设计最小归一化频率fn，min时变压器励磁支路的等效电感值为a3中所计算的等效励磁电感的值。

优选地，所述a1中，变压器匝比应当使得隔离型双向直流变换器正反向运行时的电压增益一致，则变压器匝比n为：

其中，v1_max为第一直流端口电压最大值，v1_min为第一直流端口电压最小值，v2_max为第二直流端口电压最大值，v2_min为第二直流端口电压最小值。

优选地，所述a2中，设计所述隔离型双向谐振网络的等效电路参数对称：

l1＝n²l2，c1＝c2/n²

所述比值k和品质因素q的计算过程如下所示：

计算所述隔离型双向直流变换器正向工作的增益g：

其中，fn＝fs/f1，m＝f1/f2，k1＝lm1/l1，k2＝lm2/l1，fn为归一化频率，r1为正向负载；

计算比值k和品质因素q：

g(fn_min，k，q)＝gmax

其中，fn，min为最小归一化频率，gmax为隔离型双向直流变换器正向工作所要实现的最大电压增益。

优选地，所述a3中，计算第一电感、第一电容和等效励磁电感的方法为：

其中，l1为第一电感，c1为第一电容，为等效输出电阻，fr为设计的谐振频率，lm_eq为等效励磁电感。

优选地，所述a4中，设计方法为：

设计第一电感和第一电容的串联谐振频率小于变压器的第二励磁电感和变压器的辅助电容器的并联谐振频率，：

设计归一化频率fn＝1时变压器励磁支路的等效电感值为满足输入侧和输出侧全控型可关断器件实现zvs的最大电感：

设计最小归一化频率fn，min时变压器励磁支路的等效电感值为a3所计算的等效励磁电感的值：

其中，lm1为变压器的第一励磁电感，lm2为变压器的第二励磁电感，c3为变压器的辅助电容器，lm_max为实现zvs的最大电感。

由于采用了上述技术方案，本发明与现有技术相比，具有如下的有益效果：

本发明提供的一种非隔离型及隔离型双向谐振网络，与传统llc谐振网络相比，在相同的变频范围内，具有较宽电压增益的特点，更适合宽电压增益范围的应用场合；相同电压增益下，具有更窄的调频范围，更有利于磁性元件的设计。

本发明提供的一种隔离型双向直流变换器，具有励磁支路的等效励磁电感随频率变化的特点，非常适用于调频控制的应用场合；当开关频率在第一电感和第一电容谐振频率附近，不需要较小励磁电感来实现较大的电压增益时，此频率段内较大的等效励磁电感可以实现所需的电压增益，正向工作时，在靠近谐振频率点的频率段里面，较大的等效励磁电感可以减小原边开关管、第一电感和变压器原边的导通损耗，减小原边开关管的关断电流，即减小了原边开关管的关断损耗，反向工作时，在靠近谐振频率点的频率段里面，较大的等效励磁电感可以减小副边开关管、第二电感和变压器副边的导通损耗，减小副边开关管的关断电流，即减小了副边开关管的关断损耗；当开关频率偏离第一电感和第一电容的谐振频率，需要较小励磁电感来实现较大的电压增益时，等效励磁电感值随频率的减小下降到所需要的励磁电感值，提升了变换器的整体效率。

本发明提供的一种隔离型直流变换器的参数设计方法，通过设计第一电感和第一电容谐振频率附近等效励磁电感大，偏离第一电感和第一电容谐振频率的等效励磁电感小，同时实现变换器宽电压增益范围和高效率设计。

当然，实施本发明的任一产品并不一定需要同时达到以上所述的所有优点。

附图说明

通过阅读参照以下附图对非限制性实施例所作的详细描述，本发明的其它特征、目的和优点将会变得更明显：

图1为本发明一优选实施例中非隔离型双向谐振网络的电路图；

图2为本发明一优选实施例中非隔离型双向谐振网络的参数设计方法的流程图；

图3为本发明一优选实施例中隔离型双向谐振网络的电路图；

图4为本发明一优选实施例中隔离型双向谐振网络的参数设计方法的流程图；

图5为本发明一优选实施例中隔离型双向直流变换器的电路图；

图6为本发明一优选实施例中隔离型双向直流变换器的参数设计方法的流程图；

图7为本发明一具体应用实例中电力电子化智能电池单元的组成框图。

具体实施方式

下面结合具体实施例对本发明进行详细说明。以下实施例将有助于本领域的技术人员进一步理解本发明，但不以任何形式限制本发明。应当指出的是，对本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进。这些都属于本发明的保护范围。

本发明实施例提供了一种非隔离型和隔离型双向谐振网络及其参数设计方法，其中，隔离型双向谐振网络在非隔离型双向谐振网络的基础上实现；同时提供了一种基于该隔离型双向谐振网络实现的隔离型双向直流变换器及其参数设计方法，该隔离型双向直流变换器是一种宽电压增益电池储能型直流变换电路，在尽量不增加电路的复杂度的情况下，从本质上减弱llc谐振网络的宽电压范围和高效率的矛盾。

下面结合附图对本发明实施例所提供的技术方案详细描述如下

如图1所示，为本发明第一个实施例提供的非隔离型双向谐振网络的电路图。

请参考图1，本实施例提供的非隔离型双向谐振网络包括：第一电感l1、第一电容c1、第一交流端口v1、第二电感l2、第二电容c2、第二交流端口v2、第三电感l3、第三电容c3以及第四电感l4，第一电感l1、第一电容c1、第二电容c2和第二电感l2依次串联连接，第一电感l1的一端连接到第一交流端口v1的第一交流端，第二电感l2的一端连接到第二交流端口v2的第一交流端，第一交流端口v1的第二交流端与第二交流端口v2的第二交流端相连，第四电感l4和第三电容c3并联连接再与第三电感l3串联连接组成一支路，所述支路的一端子连接到第一电容c1和第二电容c2相连接的端子，支路的另一端子接第一交流端口v1的第二交流端。

如图2所示，为本发明第一个实施例所提供的非隔离型双向谐振网络的参数设计方法的流程图。

请参考图2，本发明第一个实施例提供的非隔离型双向谐振网络的参数设计方法，包括如下步骤：

步骤1、对所述非隔离型双向谐振网络进行交流稳态分析，得到所述非隔离型双向谐振网络正向和反向运行的电压增益表达式；

步骤2、计算正反向运行的电压增益范围，根据给定调节频率的范围，选取合适的一组设计参数(k1，k2，m，h，g，q)；

步骤3、验证步骤2中选取的设计参数(k1，k2，m，h，g，q)所对应的增益曲线是否在工作频率范围内满足单调性。

作为一优选实施例，步骤1中，首先运用相量法对非隔离型双向谐振网络进行建模，得到非隔离型双向谐振网络的复频域电路模型，根据广义的基尔霍夫电压定律和广义的基尔霍夫电流定律，计算非隔离型双向谐振网络正向运行的电压增益表达式为：

其中，fn＝fs/f1，m＝f1/f2，h＝l2/l1，g＝c2/c1，k1＝l3/l1，k2＝l4/l1，fn为归一化频率，r1为正向负载。

同理计算所述非隔离型双向谐振网络反向运行的电压增益表达式为：

其中，fn＝fs/f1，m＝f1/f2，h＝l1/l2，g＝c1/c2，k1＝l3/l2，k2＝l4/l2，fn为归一化频率，r2为反向负载。

作为一优选实施例，步骤2中，初步选取一组设计参数(k1，k2，m，h，g，q)，分别判断在正向运行最大电压增益对应的开关频率和最小电压增益对应的开关频率是否在给定调节频率的范围(fmin-fmax)内，若正向运行频率范围不在给定调节频率的范围(fmin-fmax)内，则重新选取一组设计参数；

若正向运行频率范围在给定调节频率的范围(fmin-fmax)内，则分别判断在反向运行最大电压增益对应的开关频率和最小电压增益对应的开关频率是否在给定调节频率的范围(fmin-fmax)内，若反向运行频率范围不在给定调节频率的范围(fmin-fmax)内，则重新选取一组设计参数；

若反向运行频率范围在给定调节频率的范围(fmin-fmax)内，则进行下一步。

作为一优选实施例，步骤3中，根据步骤2中选取的设计参数(k1，k2，m，h，g，q)，判断对应的增益曲线是否在工作频率范围内满足单调性，如果该组设计参数对应的增益曲线的增益在工作频率范围内随频率增加而减小，则根据选取的这组参数计算各电路参数的值；如果不满足单调性，返回步骤2重新选取一组设计参数。

如图3所示，为本发明第二个实施例提供的隔离型双向谐振网络的电路图。该隔离型双向谐振网络在本发明第一个实施例中所提供的非隔离型双向谐振网络的基础上，将变压器的第一励磁电感、第二励磁电感和辅助电容器分别替代非隔离型双向谐振网络的第三电感、第四电感和第三电容，实现本实施例所提供的隔离型双向谐振网络的结构。

在本发明部分实施例中，该变压器，包括：绝缘骨架、磁芯、第一电绕组、第二电绕组和辅助电容器，绝缘骨架具有腔体，磁芯容纳在腔体中，第一电绕组包括第一连接端子、第二连接端子和第一连接端子和第二连接端子之间的抽头端子，第一电绕组穿过绝缘骨架并缠绕磁芯，第一电绕组的第一连接端子作为变压器原边的第一交流端，第一电绕组的第二连接端子作为变压器原边的第二交流端，辅助电容器的第一端连到抽头端子，辅助电容器的第二端连接到第一电绕组的第一连接端子或第二连接端子，第二电绕组包括第一连接端子和第二连接端子，第二电绕组穿过绝缘骨架并缠绕磁芯，第二电绕组的第一连接端子作为变压器副边的第一交流端，第二电绕组的第二连接端子作为具有励磁电感优化设计的变压器副边的第二交流端。

进一步地，抽头端子将第一电绕组分为介于第一电绕组的第一连接端子与抽头端子之间的第一励磁电感和介于第一电绕组的第二连接端子与抽头端子之间的第二励磁电感，辅助电容器与第一励磁电感或第二励磁电感并联连接，形成等效励磁支路。

请参考图3，本实施例提供的双向谐振网络包括：第一电感l1、第一电容c1、第一交流端口v1、第二电感l2、第二电容c2、第二交流端口v2以及变压器t1，第一电感l1和第一电容c1串联连接，第一电感l1的一端连接到第一交流端口v1的第一交流端，第一电容c1的一端连接到变压器t1原边的第一交流端，第二电感l2和第二电容c2串联连接，第二电感l2的一端连接到第二交流端口v2的第一交流端，第二电容c2的一端连接到变压器t1副边的第一交流端，变压器t1原边的第二交流端与第一交流端口v1的第二交流端相连，变压器t1副边的第二交流端与第二交流端口v2的第二交流端相连，变压器t1原边的绕组中间引出一抽头，所述抽头和变压器t1原边的第一交流端或第二交流端之间连接有辅助电容器c3，变压器t1的励磁电感被所述抽头分成两个励磁电感：第一励磁电感lm1和第二励磁电感lm2，第二励磁电感lm2和辅助电容器c3并联连接再与第一励磁电感lm1串联连接组成一条等效励磁支路。

如图4所示，为本实施例提供的隔离型双向谐振网络的参数设计方法的流程图。

请参考图4，本实施例提供的隔离型双向谐振网络的参数设计方法，包括：

步骤一、对所述隔离型双向谐振网络进行交流稳态分析，得到所述双向谐振网络正向和反向运行的电压增益表达式；

步骤二、计算正反向运行的电压增益范围，根据给定调节频率的范围，选取合适的一组设计参数(k1，k2，m，h，g，n，q)；

步骤三、验证步骤二中选取的一组参数(k1，k2，m，h，g，n，q)所对应的增益曲线是否在工作频率范围内满足单调性。

作为一优选实施例，在步骤一中，首先运用相量法对谐振网络进行建模，得到隔离型双向谐振网络的复频域电路模型，根据广义的基尔霍夫电压定律和广义的基尔霍夫电流定律，计算所述隔离型双向谐振网络正向运行的电压增益表达式为：

其中，fn＝fs/f1，m＝f1/f2，h＝n²l2/l1，g＝c2/(n²c1)，k1＝lm1/l1，k2＝lm2/l1，fn为归一化频率，r1为正向负载。

同理计算所述隔离型双向谐振网络反向运行的电压增益表达式为：

其中，fn＝fs/f1，m＝f1/f2，h＝l1/(n²l2)，g＝n²c1/c2，k1＝lm1/l2，k2＝lm2/l2，fn为归一化频率，r2为反向负载。

作为一优选实施例，在所述步骤二中，初步选取一组设计参数(k1，k2，m，h，g，n，q)，分别判断在正向运行最大电压增益对应的开关频率和最小电压增益对应的开关频率是否在给定调节频率的范围(fmin-fmax)内，若正向运行频率范围不在给定调节频率的范围(fmin-fmax)内，则重新选取一组设计参数；

若正向运行频率范围在给定调节频率的范围(fmin-fmax)内，则分别判断在反向运行最大电压增益对应的开关频率和最小电压增益对应的开关频率是否在给定调节频率的范围(fmin-fmax)内，若反向运行频率范围不在给定调节频率的范围(fmin-fmax)内，则重新选取一组设计参数；

若反向运行频率范围在给定调节频率的范围(fmin-fmax)内，则进行下一步。

作为一优选实施例，在所述步骤三中，根据步骤二选取的设计参数(k1，k2，m，h，g，n，q)，判断对应的增益曲线是否在工作频率范围内满足单调性，如果该组设计参数对应的增益曲线的增益在工作频率范围内随频率增加而减小，则根据选取的这组参数计算各电路参数的值；如果不满足单调性，返回步骤2重新选取一组设计参数。

如图5所示，为本发明第三个实施例所提供的隔离型双向直流变换器的电路图。

请参考图5，本实施例提供的隔离型双向直流变换器包括：第一交直流变换电路、第二交直流变换电路和本发明上述实施例提供的隔离型双向谐振网络；所述第一交直流变换电路的直流端口作为所述隔离型双向直流变换器的第一直流端口v1，所述第一交直流变换电路的交流端口连接所述隔离型双向谐振网络的第一交流端口；所述第二交直流变换电路的直流端口作为所述隔离型双向直流变换器的第二直流端口v2连接电池，所述第二交直流变换电路的交流端口连接所述隔离型双向谐振网络的第二交流端口。

作为一优选实施例，当所述隔离型双向直流变换器工作在电池充电模式下，所述第一交直流变换电路工作在逆变状态，所述第二交直流变换电路工作在整流状态；

当所述隔离型双向直流变换器工作在电池放电模式下，所述第一交直流变换电路工作在整流状态，所述第二交直流变换电路工作在逆变状态；

所述第一交直流变换电路和第二交直流变换电路可以为半桥电路或全桥电路或多电平电路或模块化多电平电路或倍压整流电路。

作为一优选实施例，当所述隔离型双向直流变换器工作在电池充电模式下，所述第二交直流变换电路工作在不控整流或同步整流模式；所述第一交直流变换电路的控制信号为以下任意一种：

-固定占空比变频控制模式下的固定占空比变频信号；

-固定频率变占空比控制模式下的固定频率变占空比信号；

-混合控制模式下处于不同工作阶段的固定占空比变频信号和固定频率变占空比信号。

作为一优选实施例，当所述隔离型双向直流变换器工作在电池放电模式下，所述第一交直流变换电路工作在不控整流或同步整流模式；所述第二交直流变换电路的控制信号为以下任意一种：

-固定占空比变频控制模式下的固定占空比变频信号；

-固定频率变占空比控制模式下的固定频率变占空比信号；

-混合控制模式下处于不同工作阶段的固定占空比变频信号和固定频率变占空比信号。

如图6所示，为本发明第三个实施例所提供的隔离型双向直流变换器的参数设计方法的流程图。

请参考图6，本发明第三个实施例提供的隔离型双向直流变换器的参数设计方法，具体按照以下步骤实施：

步骤i、计算满足正反向电压增益一致的变压器匝比；

步骤ii、计算满足最小归一化频率fn，min和最大电压增益gmax的第一电感的比值和品质因素；

步骤iii、计算第一电感、第一电容、第二电感、第二电容和等效励磁电感的值；

步骤iv、设计归一化频率fn＝1时变压器励磁支路的等效电感值为满足输入侧和输出侧全控型可关断器件实现zvs的最大电感，设计最小归一化频率fn，min时变压器励磁支路的等效电感值为步骤iii所计算的等效励磁电感的值。

作为一优选实施例，在步骤i中，变压器匝比应当使得直流变换器正反向运行时的电压增益一致，则变压器匝比n为：

作为一优选实施例，在步骤ii中，设计所述隔离型双向谐振网络的的等效电路参数对称：

l1＝n²l2，c1＝c2/n²

所述比值k和品质因素q的计算过程具体如下：

步骤2.1、计算所述的隔离型双向直流变换器正向工作的增益g：

其中，fn＝fs/f1，m＝f1/f2，，k1＝lm1/l1，k2＝lm2/l1，fn为归一化频率，r1为正向负载。

步骤2.2、计算比值k和品质因素q：

g(fn_min，k，q)＝gmax

其中，fn，min为最小归一化频率，gmax为隔离型双向直流变换器正向工作所要实现的最大电压增益。

作为一优选实施例，在步骤iii中，所述第一电感、第一电容和等效励磁电感的计算公式如下：

其中l1为第一电感，c1为第一电容，为等效输出电阻，fr为设计的谐振频率，lm_eq为等效励磁电感。

作为一优选实施例，在步骤iv中，所述设计过程具体如下：

步骤4.1、设计第一电感和第一电容的串联谐振频率小于变压器的第二励磁电感和辅助电容器的并联谐振频率，

步骤4.2、设计归一化频率fn＝1时变压器励磁支路的等效电感值为满足输入侧和输出侧全控型可关断器件实现zvs的最大电感，

步骤4.3、设计最小归一化频率fn，min时变压器励磁支路的等效电感值为步骤3所计算的等效励磁电感的值。

其中，lm1为第一变压器的励磁电感，lm2为第二变压器的励磁电感，c3为辅助电容器，lm_max为实现zvs的最大电感。

下面结合一具体应用实例，对本发明上述实施例提供的技术方案进一步详细描述。在该具体应用实例中，本发明上述实施例提供的双向直流变换器可以应用于电力电子化智能电池单元。

图7示出了包含本发明上述实施例提供的双向直流变换器的电力电子化智能电池单元。电力电子化智能电池单元700可以包括电池模块701、处理器702、多种传感器703-707、调理电路708、双向直流变换器(即图中所示功率变换器)709、保护装置710、均衡电路711、散热装置712与通讯接口713。

电池模块701由多个电池芯单体经串并联后组成，是电力电子化智能电池单元的硬件基础。

处理器702可以实现模拟-数字转换、计算、控制等功能，连接调理电路708，将控制信号输出到双向直流变换器709、保护装置710、均衡电路711和散热装置712，并与通讯接口713间进行数据交互。

传感器可包括电压传感器、电流传感器、温度传感器和压力传感器等。电压传感器703布置在各个电池芯的两端。电压传感器707布置在整个电池模块的两端，用于采集电压信号。电流传感器705、706布置在各个电池芯组成的组串，以及双向直流变换器两端，用于采集电流信号。温度传感器704与压力传感器(未示出)围绕电池模块各处进行布置，用于采集电池模块各个位置的温度和压力信号，同时，温度传感器(未示出)也布置在双向直流变换器和散热装置的关键位置，用于采集双向直流变换器和散热装置的温度信号。本领域的技术人员应该理解，图中仅示意性示出个多个传感器的示例，该示例仅用于解释本发明而非限制本发明，本发明的电子化智能电池单元可包括更多或更少的传感器，传感器的数量和布置方式不限于所示的示例。

调理电路708连接在上述各个传感器的输出端，将上述传感器输出的电信号进行调理，形成处理器能够读取的电信号。

双向直流变换器709连接在电池模块两端。

本发明上述实施例提供了一种非隔离型及隔离型双向谐振网络及其参数设计方法，同时提供了一种基于该隔离型双向谐振网络实现的隔离型双向直流变换器及其参数设计方法。该非隔离型及隔离型双向谐振网络，与传统llc谐振网络相比，在相同的变频范围内，具有较宽电压增益的特点，更适合宽电压增益范围的应用场合；相同电压增益下，具有更窄的调频范围，更有利于磁性元件的设计；该隔离型双向直流变换器，具有励磁支路的等效励磁电感随频率变化的特点，非常适用于调频控制的应用场合；当开关频率在第一电感和第一电容谐振频率附近，不需要较小励磁电感来实现较大的电压增益时，此频率段内较大的等效励磁电感可以实现所需的电压增益，正向工作时，在靠近谐振频率点的频率段里面，较大的等效励磁电感可以减小原边开关管、第一电感和变压器原边的导通损耗，减小原边开关管的关断电流，即减小了原边开关管的关断损耗，反向工作时，在靠近谐振频率点的频率段里面，较大的等效励磁电感可以减小副边开关管、第二电感和变压器副边的导通损耗，减小副边开关管的关断电流，即减小了副边开关管的关断损耗；当开关频率偏离第一电感和第一电容的谐振频率，需要较小励磁电感来实现较大的电压增益时，等效励磁电感值随频率的减小下降到所需要的励磁电感值，提升了变换器的整体效率；该隔离型双向直流变换器的参数设计方法，通过设计第一电感和第一电容谐振频率附近等效励磁电感大，偏离第一电感和第一电容谐振频率的等效励磁电感小，同时实现变换器宽电压增益范围和高效率设计。通过本发明上述实施例提供的技术方案，设计的隔离型双向直流变换电路电压增益范围宽，变换器功率转换效率更高。

以上对本发明的具体实施例进行了描述。需要理解的是，本发明并不局限于上述特定实施方式，本领域技术人员可以在权利要求的范围内做出各种变形或修改，这并不影响本发明的实质内容。