谐振网络、变压器及隔离型直流变换器及其参数设计方法与流程

本发明涉及直流功率变换技术领域，特别涉及一种谐振网络、变压器及隔离型直流变换器及其参数设计方法。

背景技术：

随着可再生能源的快速发展，新能源分布式接入和微电网技术的有机结合正在逐渐改变传统的电网结构，可以实现分布式能源更大限度的利用；同时，由于可再生能源间歇性、不稳定性的特点，储能系统在风光微电网中的按需接入可以提升电网的稳定性和电能质量。在分布式发电和储能领域的背景下，隔离型的高功率密度高效率双向运行的dc/dc变换器一直是学术界和工业界的研究热点。

llc谐振变换器是在串联谐振变换器的基础上引入变压器励磁电感作为第三个并联谐振元件，由于励磁电感的引入，感性电流增大，llc电路的软开关范围比src变换器大，可以在全负载范围内实现输入侧开关管的零电压开通(zerovoltageswitch，zvs)和输出侧的零电流关断(zerocurrentswitch，zcs)，有助于运行效率的提升。同时，llc变换器具有三个串并联谐振元件，组成了一个带通滤波器，因此电压增益调节范围可以超过1，即电路可以工作在降压和升压模式，其应用领域较广泛。

llc变换器固定电压增益时具有较高的传输效率，但是在面对宽电压范围的应用时，要减小励磁电感的取值来实现更宽的电压增益范围，减小励磁电感同时会导致llc变换器的输入侧的感性励磁电流变大，输入侧的开关导通损耗和关断损耗都相应增加，电路的传输效率降低。所以传统llc变换器的参数设计时存在宽电压范围和高效率的矛盾。

现有技术中，已有以下一些面向宽电压范围llc变换器效率提升的方法被提出：

(1)公开号为cn108521217a和cn108494258a的中国发明专利申请，提出了两种参数优化的设计方法，通过反复迭代寻找出使得llc变换器既能实现所需电压增益同时使得损耗最小的一组参数，但是都只是在宽电压范围和高效率的矛盾之间寻找一个最优值，没有从根本上解决两者之间的矛盾。

(2)公开号为cn111181409a的中国发明专利申请，提出一种宽输出增益多谐振腔的llc变换器，通过变换谐振腔的结构来实现宽电压工作范围，电路结构复杂，增加的元件较多，不利于成本减少和功率密度的提升。

技术实现要素：

本发明针对现有技术中存在的上述不足，提供了一种谐振网络、变压器及隔离型直流变换器及其参数设计方法。

本发明是通过以下技术方案实现的。

根据本发明的一个方面，提供了一种非隔离型谐振网络，包括：第一电感、第一电容、第一交流端口、第二电感、第二电容、第二交流端口以及第三电感；其中，

所述第一电感的一端和所述第一电容的一端串联连接，所述第一电感的另一端连接到所述第一交流端口的第一交流端，所述第一电容的另一端连接到所述第二交流端口的第一交流端；

所述第一交流端口的第二交流端与所述第二交流端口的第二交流端相连；

所述第三电感和所述第二电容并联连接后再与所述第二电感串联连接组成一支路，所述支路与所述第二交流端口并联连接。

根据本发明第二个方面，提供了一种上述非隔离型谐振网络的参数设计方法，包括：

对所述非隔离型谐振网络进行交流稳态分析，得到所述非隔离型谐振网络正向和反向运行的电压增益表达式；

基于反向运行的电压增益范围，根据给定调节频率的范围，计算所述第一电感和所述第一电容的值；

基于正向运行的电压增益范围，根据给定调节频率的范围，计算所述第二电感、所述第二电容和所述第三电感的值。

优选地，得到所述非隔离型谐振网络正向运行的电压增益表达式的方法为：

利用相量法，得到所述非隔离型谐振网络的复频域电路模型；

计算所述非隔离型谐振网络正向运行的电压增益表达式g1(fn)为：

其中，v1为第一交流端口电压的有效值，v2为第二交流端口电压的有效值，fn为归一化频率，fn＝fs/f1，fs为工作频率，m＝f1/f2，f1为第一电感和第一电容串联谐振的频率，f2为第三电感和第二电容并联谐振的频率，k1＝l2/l1，k2＝l3/l1，r1为正向负载；

计算所述非隔离型谐振网络反向运行的电压增益表达式g2(fn)为：

其中，r2为反向负载。

优选地，计算所述第一电感和所述第一电容的值的方法为：

设定所述第一电感和所述第一电容的值的约束关系为：

或

其中，g2为反向运行的电压增益，fmax为给定调节频率的范围上限，fmin为给定调节频率的范围下限，f1为第一电感和第一电容串联谐振的频率，v1_min为输入电压的最小值，v2_max为输出电压的最大值；

根据所设定的约束关系计算所述第一电感和所述第一电容的值。

优选地，计算所述第二电感、所述第二电容和所述第三电感的值的方法为：

初步选取参数m、k1和k2的值，分别判断在正向运行最大电压增益对应的开关频率和最小电压增益对应的开关频率是否在给定调节频率的范围内；如果不在该范围内，重新选定一组参数m、k1和k2的值；如果在该范围内，根据选取的参数m、k1和k2的值计算所述第二电感、所述第二电容和所述第三电感的值。

根据本发明的第三个方面，提供了一种具有励磁电感优化设计的变压器，包括：绝缘骨架、磁芯、第一电绕组、第二电绕组和辅助电容器；其中：

所述绝缘骨架具有腔体，所述磁芯容纳在腔体中；

所述第一电绕组包括第一连接端子、第二连接端子和设置于所述第一连接端子和所述第二连接端子之间的抽头端子，所述第一电绕组穿过所述绝缘骨架并缠绕所述磁芯，所述第一电绕组的第一连接端子作为变压器原边的第一交流端，所述第一电绕组的第二连接端子作为变压器原边的第二交流端；

所述辅助电容器的第一端连到所述抽头端子，所述辅助电容器的第二端连接到所述第一电绕组的第一连接端子或所述第一电绕组的第二连接端子；

所述第二电绕组包括第一连接端子和第二连接端子，所述第二电绕组穿过所述绝缘骨架并缠绕所述磁芯，所述第二电绕组的第一连接端子作为变压器副边的第一交流端，所述第二电绕组的第二连接端子作为变压器副边的第二交流端。

优选地，所述抽头端子将所述第一电绕组分为介于所述第一电绕组的第一连接端子与所述抽头端子之间的第一励磁电感和介于所述第一电绕组的第二连接端子与所述抽头端子之间的第二励磁电感，所述辅助电容器与所述第一励磁电感或所述第二励磁电感并联连接，形成等效励磁支路。

优选地，所述等效励磁支路的等效励磁电感值能够随频率变化而改变。

根据本发明的第四个方面，提供了一种隔离型谐振网络，包括：第一电感、第一电容、第一交流端口、第二交流端口以及上述任一项所述的变压器；其中，

所述第一电感的一端和所述第一电容的一端串联连接，所述第一电感的另一端连接到所述第一交流端口的第一交流端，所述第一电容的另一端连接到所述变压器原边的第一交流端；

所述变压器原边的第二交流端与所述第一交流端口的第二交流端相连，所述变压器副边的两端口连接所述第二交流端口的两端口。

根据本发明的第五个方面，提供了一种上述隔离型谐振网络的参数设计方法，包括：

对隔离型谐振网络进行交流稳态分析，得到所述隔离型谐振网络正向和反向运行的电压增益表达式；

基于反向运行的电压增益范围，根据给定调节频率的范围，计算所述第一电感、所述第一电容和所述变压器匝比的值；

基于正向运行的电压增益范围，根据给定调节频率的范围，计算所述变压器辅助电容器、所述变压器励磁电感值和所述变压器引出抽头的位置。

优选地，得到所述隔离型谐振网络正向运行的电压增益表达式的方法为：

利用相量法，得到所述隔离型谐振网络的复频域电路模型；

计算所述隔离型谐振网络正向运行的电压增益表达式ga(fn)为：

其中，v1为输入电压，v2为输出电压，fn为归一化频率，fn＝fs/f1，fs为工作频率，m＝f1/f2，f1为第一电感和第一电容串联谐振的频率，f2为第二励磁电感和辅助电容并联谐振的频率，k1＝lm1/l1，k2＝lm2/l1，r1为正向负载，lm1为变压器的第一励磁电感，lm2为变压器的第二励磁电感，caux为变压器的辅助电容，n为变压器匝比。

优选地，计算所述隔离型谐振网络反向运行的电压增益表达式gb(fn)为：

其中，r2为反向负载。

优选地，计算所述第一电感、所述第一电容和所述变压器匝比的值的方法为：

设定所述第一电感、所述第一电容和所述变压器匝比的值的约束关系为：

或

其中，gb为反向运行的电压增益，fmax为给定调节频率的范围上限，fmin为给定调节频率的范围下限，f1为第一电感和第一电容串联谐振的频率，v1_min为输入电压的最小值，v2_max为输出电压的最大值；

根据所设定的约束关系计算所述第一电感、所述第一电容和所述变压器匝比的值。

优选地，计算所述变压器辅助电容器、所述变压器励磁电感值和所述变压器引出抽头的位置的方法为：

初步选取参数m、k1和k2的值，分别判断在正向运行最大电压增益对应的开关频率和最小电压增益对应的开关频率是否在给定调节频率的范围内；如果不在该范围内，重新选定一组参数m、k1和k2的值；如果在该范围内，根据选取的参数m、k1和k2的值计算所述第一励磁电感、所述辅助电容器和所述第二励磁电感的值；

根据所述变压器的匝比的值以及所述第一励磁电感与所述第二励磁电感的比值，确定所述变压器原边绕组的匝数和引出抽头的位置。

根据本发明的第六个方面，提供了一种隔离型直流变换器，包括：第一交直流变换电路、第二交直流变换电路和上述隔离型谐振网络；其中，

所述第一交直流变换电路的直流端口作为所述隔离型直流变换器的第一直流端口，连接直流电压源，所述第一交直流变换电路的交流端口连接所述隔离型谐振网络的第一交流端口；

所述第二交直流变换电路的直流端口作为所述隔离型直流变换器的第二直流端口连接电池，所述第二交直流变换电路的交流端口连接所述隔离型谐振网络的第二交流端口。

优选地，当所述隔离型直流变换器工作在电池充电模式下，所述第一交直流变换电路工作在逆变状态，所述第二交直流变换电路工作在整流状态；

当所述隔离型直流变换器工作在电池放电模式下，所述第一交直流变换电路工作在整流状态，所述第二交直流变换电路工作在逆变状态；

所述第一交直流变换电路和第二交直流变换电路可以为半桥电路或全桥电路或多电平电路或模块化多电平电路或倍压整流电路。

优选地，当所述隔离型直流变换器工作在电池充电模式下，所述第二交直流变换电路工作在不控整流或同步整流模式；所述第一交直流变换电路的控制信号为以下任意一种：

-固定占空比变频控制模式下的固定占空比变频信号；

-固定频率变占空比控制模式下的固定频率变占空比信号；

-混合控制模式下处于不同工作阶段的固定占空比变频信号和固定频率变占空比信号。

优选地，当所述隔离型直流变换器工作在电池放电模式下，所述第一交直流变换电路工作在不控整流或同步整流模式；所述第二交直流变换电路的控制信号为以下任意一种：

-固定占空比变频控制模式下的固定占空比变频信号；

-固定频率变占空比控制模式下的固定频率变占空比信号；

-混合控制模式下处于不同工作阶段的固定占空比变频信号和固定频率变占空比信号。

优选地，当检测到电池侧发生电压骤升故障时，减小所述固定占空比变频控制模式、固定频率变占空比控制模式和混合控制模式控制信号的频率，实现所述隔离型直流变换器更大的电压增益；

故障恢复后，增加所述固定占空比变频控制模式、固定频率变占空比控制模式和混合控制模式控制信号的频率。

根据本发明的第七个方面，提供了一种上述任一项所述隔离型直流变换器的参数设计方法，包括：

s1，计算满足最小归一化频率fn，min和最大电压增益gmax的第一电感的比值k和品质因素q；

s2，计算第一电感、第一电容和等效励磁电感的值；

s3，设计归一化频率fn＝1时变压器励磁支路的等效电感值为满足输入侧全控型可关断器件实现zvs的最大电感，设计最小归一化频率fn，min时变压器励磁支路的等效电感值为s2中所计算的等效励磁电感的值。

优选地，所述s1中，第一电感的比值k和品质因素q的计算方法为：

根据式(1)得出所述隔离型直流变换器正向工作的增益g：

根据式(2)和式(3)计算所述第一电感的比值k和品质因素q：

g(fn_min，k，q)＝gmax(2)

优选地，所述s2中，计算第一电感、第一电容和等效励磁电感的方法为：

式(4)-(6)中，l1为第一电感，c1为第一电容，为等效输出电阻，ro为电池侧的等效输出电阻，fr为设计的谐振频率，lm_eq为等效励磁电感。

优选地，所述s3中，设计方法为：

根据式(7)设计第一电感和第一电容的串联谐振频率小于变压器的第二励磁电感和变压器的辅助电容器的并联谐振频率：

根据式(8)设计归一化频率fn＝1时变压器励磁支路的等效电感值为满足输入侧全控型可关断器件实现zvs的最大电感：

根据式(9)设计最小归一化频率fn，min时变压器励磁支路的等效电感值为s2所计算的等效励磁电感的值：

式(7)-(9)中，lm1为变压器的第一励磁电感，lm2为变压器的第二励磁电感，c2为变压器的辅助电容器，lm_max为实现zvs的最大电感。

由于采用了上述技术方案，本发明与现有技术相比，具有如下有益效果：

本发明提供的非隔离型及隔离型谐振网络，与传统llc谐振网络相比，在相同的变频范围内，具有较宽电压增益的特点，更适合宽电压增益范围的应用场合；相同电压增益下，具有更窄的调频范围，更有利于磁性元件的设计。

本发明提供的隔离型谐振网络及其参数设计方法和具有励磁电感优化的变压器，结合以上所述非隔离型谐振网络和变压器具有电气隔离的特点，变压器的励磁支路的等效励磁电感具有随频率变化而变化的特性；谐振网络利用由变压器中间抽头把励磁电感分成的两个电感作为谐振网络的两个电感，增加了谐振网络的隔离特性，同时不增加谐振网络的功率密度。

本发明提供的隔离型直流变换器，具有励磁支路的等效励磁电感随频率变化的特点，非常适用于调频控制的应用场合；当开关频率在第一电感和第一电容谐振频率附近，不需要较小励磁电感来实现较大的电压增益时，此频率段内较大的等效励磁电感可以实现所需的电压增益，正向工作时，在靠近谐振频率点的频率段里面，较大的等效励磁电感可以减小原边开关管、第一电感和变压器原边的导通损耗，减小原边开关管的关断电流，即减小了原边开关管的关断损耗，反向工作时，在靠近谐振频率点的频率段里面，较大的等效励磁电感可以减小副边开关管、第二电感和变压器副边的导通损耗，减小副边开关管的关断电流，即减小了副边开关管的关断损耗；当开关频率偏离第一电感和第一电容的谐振频率，需要较小励磁电感来实现较大的电压增益时，等效励磁电感值随频率的减小下降到所需要的励磁电感值，提升了变换器的整体效率。

本发明提供的隔离型直流变换器的参数设计方法，通过设计第一电感和第一电容谐振频率附近等效励磁电感大，偏离第一电感和第一电容谐振频率的等效励磁电感小，同时实现变换器宽电压增益范围和高效率设计。

当然，实施本发明的任一产品并不一定需要同时达到以上所述的所有优点。

附图说明

通过阅读参照以下附图对非限制性实施例所作的详细描述，本发明的其它特征、目的和优点将会变得更明显：

图1为本发明一优选实施例中非隔离型谐振网络的电路图；

图2为本发明一优选实施例中非隔离型谐振网络的参数设计方法的流程图；

图3为本发明一优选实施例中隔离型谐振网络的电路图；

图4为本发明一优选实施例中隔离型谐振网络的参数设计方法的流程图；

图5为本发明一优选实施例中具有励磁电感优化设计的变压器的结构示意图；

图6为本发明一优选实施例中具有励磁电感优化设计的变压器的励磁支路等效励磁电感-频率曲线图；

图7为本发明一优选实施例中隔离型直流变换器的电路图；

图8为本发明一优选实施例中隔离型直流变换器的参数设计方法的流程图；

图9为本发明一具体应用实例中电力电子化智能电池单元的组成框图。

具体实施方式

下面结合具体实施例对本发明进行详细说明。以下实施例将有助于本领域的技术人员进一步理解本发明，但不以任何形式限制本发明。应当指出的是，对本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进。这些都属于本发明的保护范围。

本发明实施例提供了一种隔离型直流变换器，是一种宽电压增益电池储能型直流变换电路，同时提供了一种该隔离型直流变换器的隔离型谐振网络、变压器及其控制参数设计方法以及用于构建隔离型谐振网络的非隔离型谐振网络及其参数设计方法在尽量不增加电路的复杂度的情况下，从本质上减弱llc谐振网络的宽电压范围和高效率的矛盾。

下面结合附图，对本发明实施例所提供的技术方案进行详细描述。

如图1所示，为本发明一实施例提供的非隔离型谐振网络的电路图。

请参考图1，本发明第一个实施例提供了一种非隔离型谐振网络，包括：第一电感l1、第一电容c1、第一交流端口v1、第二电感l2、第二电容c2、第二交流端口v2以及第三电感l3，第一电感l1和第一电容c1串联连接，第一电感l1的一端连接到第一交流端口v1的第一交流端，第一电容c1的一端连接到第二交流端口v2的第一交流端，第一交流端口v1的第二交流端与第二交流端口v2的第二交流端相连，第三电感l3和第二电容c2并联连接再与第二电感l2串联连接组成一支路，该支路与第二交流端口v2并联连接。

如图2所示，为本发明第一个实施例提供的非隔离型谐振网络的参数设计方法的流程图。

该非隔离型谐振网络的参数设计方法，包括如下步骤：

步骤1，对非隔离型谐振网络进行交流稳态分析，得到非隔离型谐振网络正向和反向运行的电压增益表达式；

步骤2，基于反向运行的电压增益范围，根据给定调节频率的范围，计算第一电感和第一电容的值；

步骤3，基于正向运行的电压增益范围，根据给定调节频率的范围，计算第二电感、第二电容和第三电感的值。

请参考图2，本实施例提供的非隔离型谐振网络的参数设计方法的流程如下：

作为一优选实施例，首先运用相量法对非隔离型谐振网络进行建模，得到非隔离型谐振网络的复频域电路模型，根据广义的基尔霍夫电压定律和广义的基尔霍夫电流定律，计算谐振网络正向运行的电压增益表达式为：

其中，fn＝fs/f1，m＝f1/f2，k1＝l2/l1，k2＝l3/l1，fn为归一化频率，r1为正向负载。

同理计算非隔离型谐振网络反向运行的电压增益表达式为：

其中，fn为归一化频率，r2为反向负载。

作为一优选实施例，为了满足非隔离型谐振网络正反向运行时电压增益能够实现，首先考虑反向运行的电压增益，设计第一电感和第一电容的值的数学约束关系为：

或

如果选取的第一电感l1、第一电容c1不满足上述的约束关系，则重新选取一组数据验证。

作为一优选实施例，如果选取的一组第一电感l1、第一电容c1参数满足约束条件，则初步选取m、k1和k2的值，分别判断在正向运行最大电压增益对应的开关频率和最小电压增益对应的开关频率是否在给定调节频率的范围(fmin-fmax)内；如果不在该范围内，重新选定一组m、k1和k2的值；如果在该范围内，根据选取m、k1和k2的值计算第二电感l2、第二电容c2以及第三电感l3的值。

如图5所示，为本发明第二个实施例提供的具有励磁电感优化设计的变压器的结构示意图。

请参考图5，本发明第二个实施例提供的具有励磁电感优化设计的变压器，包括：绝缘骨架、磁芯、第一电绕组、第二电绕组和辅助电容器，绝缘骨架具有腔体，磁芯容纳在腔体中，第一电绕组包括第一连接端子、第二连接端子和第一连接端子和第二连接端子之间的抽头端子，第一电绕组穿过绝缘骨架并缠绕磁芯，第一电绕组的第一连接端子作为变压器原边的第一交流端，第一电绕组的第二连接端子作为变压器原边的第二交流端，辅助电容器的第一端连到抽头端子，辅助电容器的第二端连接到第一电绕组的第一连接端子或第二连接端子，第二电绕组包括第一连接端子和第二连接端子，第二电绕组穿过绝缘骨架并缠绕磁芯，第二电绕组的第一连接端子作为变压器副边的第一交流端，第二电绕组的第二连接端子作为具有励磁电感优化设计的变压器副边的第二交流端。

作为一优选实施例，抽头端子将第一电绕组分为介于第一电绕组的第一连接端子与抽头端子之间的第一励磁电感和介于第一电绕组的第二连接端子与抽头端子之间的第二励磁电感，辅助电容器与第一励磁电感或第二励磁电感并联连接，形成等效励磁支路。

如图6所示，为本发明第二个实施例提供的具有励磁电感优化设计的变压器的励磁支路等效励磁电感-频率曲线图。

请参考图6，本发明第二个实施例提供的具有励磁电感优化设计的变压器的励磁支路等效励磁电感相比传统变压器的励磁电感具有随频率减小二减小的特性，因此励磁电流可以由频率调节，在某些具体的场合具有较好的励磁特性。

如图3所示，为本发明第三个实施例提供的隔离型谐振网络的电路图。该隔离型谐振网络在本发明第一个实施例中所提供的非隔离型谐振网络的基础上，将本发明第二个实施例所提供的变压器的第一励磁电感、第二励磁电感和辅助电容器分别替代非隔离型谐振网络的第二电感、第三电感和第二电容，实现本实施例所提供的隔离型谐振网络的结构。

请参考图3，本发明第三个实施例提供的隔离型谐振网络，包括：第一电感l1、第一电容c1、第一交流端口v1、第二交流端口v2以及本发明上述实施例中所提供的变压器t1，第一电感l1和第一电容c1串联连接，第一电感l1的一端连接到第一交流端口v1的第一交流端，第一电容c1的一端连接到变压器t1器原边的第一交流端，变压器t1原边的第二交流端与第一交流端口v1的第二交流端相连，变压器t1副边的两端口连接第二交流端口v2的两端口，变压器t1原边的绕组中间引出一抽头，在抽头和变压器t1原边的第二交流端之间连接有辅助电容器c2，变压器t1的励磁电感被抽头分成两个励磁电感：第一励磁电感lm1和第二励磁电感lm2，第二励磁电感lm2和辅助电容器c2并联连接再与第一励磁电感lm1串联连接组成一条等效励磁支路。

如图4所示，为本实施例提供的隔离型谐振网络的参数设计方法的流程图。

该隔离型谐振网络的参数设计方法，包括：

对隔离型谐振网络进行交流稳态分析，得到隔离型谐振网络正向和反向运行的电压增益表达式；

基于反向运行的电压增益范围，根据给定调节频率的范围，计算第一电感、第一电容和变压器匝比的值；

基于正向运行的电压增益范围，根据给定调节频率的范围，计算辅助电容器、变压器励磁电感值和变压器引出抽头的位置。

请参考图4，本实施例提供的隔离型谐振网络的参数设计方法的流程如下：

作为一优选实施例，首先运用相量法对谐振网络进行建模，得到隔离型谐振网络的复频域电路模型，根据广义的基尔霍夫电压定律和广义的基尔霍夫电流定律，计算隔离型谐振网络正向运行的电压增益表达式为：

其中，fn＝fs/f1，m＝f1/f2，q＝k1＝lm1/l1，k2＝lm2/l1，fn为归一化频率，r1为正向负载，lm1为第一励磁电感，lm2为第二励磁电感。

同理计算隔离型谐振网络反向运行的电压增益表达式为：

其中，fn为归一化频率，r2为反向负载。

作为一优选实施例，为了满足谐振网络正反向运行时电压增益能够实现，首先考虑反向运行的电压增益，设计第一电感、第一电容和变压器匝比的值的数学约束关系为：

或

如果选取的第一电感l1、第一电容c1不满足上述的约束关系，则重新选取一组数据验证。

作为一优选实施例，如果选取的一组第一电感l1、第一电容c1参数满足约束条件，则初步选取m、k1和k2的值，分别判断在正向运行最大电压增益对应的开关频率和最小电压增益对应的开关频率是否在给定调节频率的范围(fmin-fmax)内；如果不在该范围内，重新选定一组m、k1和k2的值；如果在该范围内，根据选取m、k1和k2的值计算第一励磁电感lm1、辅助电容器c2和第二励磁电感lm2的值；根据变压器的匝比n和第一励磁电感lm1与第二励磁电感lm2的比值，确定变压器原边绕组的匝数和引出抽头的位置。

如图7所示，为本发明第四个实施例提供的隔离型直流变换器的电路图。

请参考图7，本实施例提供的隔离型直流变换器，包括：第一交直流变换电路、第二交直流变换电路和隔离型谐振网络；隔离型谐振网络为本发明上述实施例所提供如图3所示的隔离型谐振网络；第一交直流变换电路的直流端口作为隔离型直流变换器的第一直流端口v1，第一交直流变换电路的交流端口连接隔离型谐振网络的第一交流端口；第二交直流变换电路的直流端口作为隔离型直流变换器的第二直流端口v2连接电池，第二交直流变换电路的交流端口连接隔离型谐振网络的第二交流端口。

作为一优选实施例，当隔离型直流变换器工作在电池充电模式下，第一交直流变换电路工作在逆变状态，第二交直流变换电路工作在整流状态；

当隔离型直流变换器工作在电池放电模式下，第一交直流变换电路工作在整流状态，第二交直流变换电路工作在逆变状态；

第一交直流变换电路和第二交直流变换电路可以为半桥电路或全桥电路或多电平电路或模块化多电平电路或倍压整流电路。

作为一优选实施例，当隔离型直流变换器工作在电池充电模式下，第二交直流变换电路工作在不控整流或同步整流模式；第一交直流变换电路的控制信号为以下任意一种：

-固定占空比变频控制模式下的固定占空比变频信号；

-固定频率变占空比控制模式下的固定频率变占空比信号；

-混合控制模式下处于不同工作阶段的固定占空比变频信号和固定频率变占空比信号；

当隔离型直流变换器工作在电池放电模式下，第一交直流变换电路工作在不控整流或同步整流模式；第二交直流变换电路的控制信号为以下任意一种：

-固定占空比变频控制模式下的固定占空比变频信号；

-固定频率变占空比控制模式下的固定频率变占空比信号；

-混合控制模式下处于不同工作阶段的固定占空比变频信号和固定频率变占空比信号。

作为一优选实施例，当检测到电池侧发生电压骤升故障时，减小固定占空比变频控制模式、固定频率变占空比控制模式和混合控制模式控制信号的频率，实现隔离型直流变换器更大的电压增益；

故障恢复后，增加固定占空比变频控制模式、固定频率变占空比控制模式和混合控制模式控制信号的频率。

如图8所示，为本实施例提供的隔离型直流变换器的参数设计方法的流程图。

请参考图8，本实施例提供的隔离型直流变换器的参数设计方法，具体按照以下步骤实施：

步骤1、计算满足最小归一化频率fn，min和最大电压增益gmax的第一电感的比值k和品质因素q；

步骤2、计算第一电感、第一电容和等效励磁电感的值；

步骤3、设计归一化频率fn＝1时变压器励磁支路的等效电感值为满足输入侧全控型可关断器件实现zvs的最大电感，设计最小归一化频率fn，min时变压器励磁支路的等效电感值为步骤2所计算的等效励磁电感的值。

作为一优选实施例，在步骤1中，比值k和品质因素q的计算过程具体如下：

步骤1.1、根据式(1)得出双向直流变换器正向工作的增益g，

步骤1.2、根据式(2)和式(3)计算比值k和品质因素q。

g(fn_min，k，q)＝gmax(2)

式(2)-(3)中fn，min为最小归一化频率，gmax为双向直流变换器正向工作所要实现的最大电压增益。

作为一优选实施例，在步骤2中，第一电感、第一电容和等效励磁电感的计算公式如下：

式(4)-(6)中l1为第一电感，c1为第一电容，为等效输出电阻，fr为设计的谐振频率，lm_eq为等效励磁电感。

作为一优选实施例，在步骤3中，设计过程具体如下：

步骤3.1、根据式(7)设计第一电感和第一电容的串联谐振频率小于第二变压器的励磁电感和辅助电容器的并联谐振频率，

步骤3.2、根据式(8)设计归一化频率fn＝1时变压器励磁支路的等效电感值为满足输入侧全控型可关断器件实现zvs的最大电感，

步骤3.2、根据式(9)设计最小归一化频率fn，min时变压器励磁支路的等效电感值为步骤2所计算的等效励磁电感的值。

式(7)-(9)中lm1为第一变压器的励磁电感，lm2为第二变压器的励磁电感，c2为辅助电容器，lm_max为实现zvs的最大电感。

下面结合一具体应用实例，对本发明上述实施例提供的技术方案进一步详细描述。在该具体应用实例中，本发明上述实施例提供的隔离型直流变换器可以应用于电力电子化智能电池单元。

图9示出了包含本发明上述实施例提供的隔离型直流变换器的电力电子化智能电池单元。电力电子化智能电池单元700可以包括电池模块701、处理器702、多种传感器703-707、调理电路708、隔离型直流变换器(即图中所示功率变换器)709、保护装置710、均衡电路711、散热装置712与通讯接口713。

电池模块701由多个电池芯单体经串并联后组成，是电力电子化智能电池单元的硬件基础。

处理器702可以实现模拟-数字转换、计算、控制等功能，连接调理电路708，将控制信号输出到隔离型直流变换器709、保护装置710、均衡电路711和散热装置712，并与通讯接口713间进行数据交互。

传感器可包括电压传感器、电流传感器、温度传感器和压力传感器等。电压传感器703布置在各个电池芯的两端。电压传感器707布置在整个电池模块的两端，用于采集电压信号。电流传感器705、706布置在各个电池芯组成的组串，以及隔离型直流变换器两端，用于采集电流信号。温度传感器704与压力传感器(未示出)围绕电池模块各处进行布置，用于采集电池模块各个位置的温度和压力信号，同时，温度传感器(未示出)也布置在隔离型直流变换器和散热装置的关键位置，用于采集隔离型直流变换器和散热装置的温度信号。本领域的技术人员应该理解，图中仅示意性示出个多个传感器的示例，该示例仅用于解释本发明而非限制本发明，本发明的电子化智能电池单元可包括更多或更少的传感器，传感器的数量和布置方式不限于所示的示例。

调理电路708连接在上述各个传感器的输出端，将上述传感器输出的电信号进行调理，形成处理器能够读取的电信号。

隔离型直流变换器709连接在电池模块两端。

本发明上述实施例提供了一种具有励磁电感优化设计的变压器、利用该具有励磁电感优化设计的变压器实现的隔离型谐振网络、利用该隔离型谐振网络实现的隔离型直流变换器的拓扑结构，同时提供了一种具有励磁电感优化设计的变压器、隔离型谐振网络、隔离型直流变换器的参数设计方法。通过本发明上述实施例所提供的技术方案，隔离型谐振网络，与传统llc谐振网络相比，在相同的变频范围内，具有较宽电压增益的特点，更适合宽电压增益范围的应用场合；相同电压增益下，具有更窄的调频范围，更有利于磁性元件的设计；变压器的励磁支路的等效励磁电感具有随频率变化而变化的特性谐振网络利用由变压器中间抽头把励磁电感分成的两个电感作为谐振网络的两个电感，增加了谐振网络的隔离特性，同时不增加谐振网络的功率密度；隔离型直流变换器，具有励磁支路的等效励磁电感随频率变化的特点，非常适用于调频控制的应用场合；当开关频率在第一电感和第一电容谐振频率附近，不需要较小励磁电感来实现较大的电压增益时，此频率段内较大的等效励磁电感可以实现所需的电压增益，正向工作时，在靠近谐振频率点的频率段里面，较大的等效励磁电感可以减小原边开关管、第一电感和变压器原边的导通损耗，减小原边开关管的关断电流，即减小了原边开关管的关断损耗，反向工作时，在靠近谐振频率点的频率段里面，较大的等效励磁电感可以减小副边开关管、第二电感和变压器副边的导通损耗，减小副边开关管的关断电流，即减小了副边开关管的关断损耗；当开关频率偏离第一电感和第一电容的谐振频率，需要较小励磁电感来实现较大的电压增益时，等效励磁电感值随频率的减小下降到所需要的励磁电感值，提升了变换器的整体效率；隔离型直流变换器的参数设计方法，通过设计第一电感和第一电容谐振频率附近等效励磁电感大，偏离第一电感和第一电容谐振频率的等效励磁电感小同时实现变换器宽电压增益范围和高效率设计。当然，实施本发明上述任意一实施例并不一定需要同时达到以上所有优点。

以上对本发明的具体实施例进行了描述。需要理解的是，本发明并不局限于上述特定实施方式，本领域技术人员可以在权利要求的范围内做出各种变形或修改，这并不影响本发明的实质内容。