1.本发明属于电气工程领域的光伏发电技术，具体涉及一种单相级联型光伏并网逆变器的控制方法。
背景技术：
：：2.2017年，美国国家电气法规制定了新的标准，要求所有建筑物上的光伏设施均具有在紧急情况下实现组件级快速关断的能力，这必将促进组件级电力电子技术的快速发展与广泛应用。由于单相级联h桥(cascadedh‑bridge，chb)光伏并网逆变器的每个功率单元可由一块光伏组件独立供电，易于实现组件级的最大功率点追踪(maximumpowerpointtracking，mppt)、组件级监控以及组件可关断，所以单相chb光伏并网逆变器尤其适用于低压小功率户用型光伏发电场合。然而，受部分遮挡或者损坏等因素的影响，部分光伏组件的输出功率严重下降，由于流过每个h桥的电流相等而传输功率差异较大，会使输出功率正常的光伏组件对应的功率单元过调制，导致输出电流性能变差甚至系统不稳定运行。3.目前，如何使单相chb光伏并网逆变器在功率不平衡条件下正常运行已经成为单相chb光伏并网逆变器的研究热点。文献“赵涛，张兴，毛旺，徐君，顾亦磊，赵德勇，江才.基于无功补偿的级联h桥光伏逆变器功率不平衡控制策略.中国电机工程学报，2017，37(17)：5076‑5085.”(《中国电机工程学报》2017年第37卷第17期第5076‑5085页)提出一种具有无功补偿功能的集中控制策略，遵循有功按比例分配和无功按需求分配的原则，保证功率严重不平衡时所有h桥变换器均不会过调制。但是，该方法会降低系统的功率因数，限制其在实际中的应用。4.文献“taozhao，xingzhang，wangmao，fushengwang，junxu，andyileigu.amodifiedhybridmodulationstrategyforsuppressingdcvoltagefluctuationofcascadedh‑bridgephotovoltaicinverter.ieeetrans.ind.electron.，vol.65，no.5，pp.3932‑3941，may.2018.”(taozhao，xingzhang，wangmao，fushengwang，junxu，andyileigu，一种级联h桥光伏逆变器的改进型混合调制策略，ieee工业电子杂志，2018年5月第65卷5期，第3932页到3941页)提出一种改进型混合调制策略，采用低频方波调制和高频正弦波脉冲宽度调制波相结合的方式，可以将h桥变换器的线性调制范围扩大至4/π，进而避免了h桥变换器在某些功率不平衡条件下出现过调制。但是，采用该方法时h桥变换器的直流母线电容电压波动依然较大且控制存在静差，会降低发电量和mppt效率。5.文献“taozhao，xingzhang，wangmao，fushengwang，junxu，yileigu，andxinyuwang.anoptimizedthirdharmoniccompensationstrategyforsingle‑phasecascadedh‑bridgephotovoltaicinverter.ieeetrans.ind.electron.，vol.65，no.11，pp.8635‑8645，nov.2018.”(taozhao，xingzhang，wangmao，fushengwang，junxu，yileigu，andxinyuwang，一种单相级联h桥光伏逆变器的优化三次谐波补偿策略，ieee工业电子杂志，2018年11月第65卷11期，第8635页到8645页)通过补偿三次谐波将h桥变换器的线性调制范围扩大到1.155，能确保系统工作于单位功率因数且不会造成h桥直流侧电压波动过大。然而，该方法应对功率不平衡的能力较弱，不适用于功率严重不平衡的场景。6.2019年8月2日公开授权的中国发明专利cn201710947222.8《扩大级联h桥型光伏逆变器运行范围的方波补偿控制方法》和2019年8月27日公开授权的中国发明专利cn201710948192.2《级联h桥型光伏并网逆变器的谐波补偿控制方法》各自提出了不同的谐波补偿策略，这两种方法均保留了三次谐波补偿策略的优点，并且能够将h桥变换器的线性调制范围扩大到4/π，这两种方法应对功率不平衡的能力要显著高于三次谐波补偿策略。但是，随着光伏组件输出功率的进一步不平衡，部分h桥变换器的调制度将大于4/π，此类方法也将失效。7.文献“abbaseskandari，vahidjavadian，hosseiniman‑eini，andmiladyadollahi.stableoperationofgridconnectioncascadedh‑bridgeinverterunderunbalancedinsolationconditions.20133rdinternationalconferenceonelectricpowerandenergyconversionsystems，istanbul，turkey，october2‑4，2013.”(abbaseskandari，vahidjavadian，hosseiniman‑eini，andmiladyadollahi，并网级联h桥逆变器在不平衡光照条件下的稳定运行，2013年第三届电力和能源转换系统国际会议，土耳其，伊斯坦布尔，2013年10月2日至10月4日)提出一种改进型mppt控制策略，通过降低输出功率较大的光伏组件平衡所有光伏组件的输出功率。然而，该方法会降低系统的发电量。8.综上所述，现有的单相级联型光伏并网逆变器及其控制策略应用于低压户用型光伏发电场合还存在如下缺点：9.(1)无功功率补偿策略可以应对严重的功率不平衡情况，但此方法会降低系统的功率因数，实际中的应用可能会受到限制。10.(2)改进型混合调制策略可以将h桥变换器的线性调制范围从1扩大至4/π，但h桥变换器直流母线电容电压波动较大且控制存在静差，会降低系统的发电以及mppt效率。11.(3)三次谐波补偿策略既不会加剧h桥变换器直流母线电容电压的波动又可保证系统单位功率因数运行，但该方法应对功率不平衡的能力较弱。12.(4)谐波补偿策略保留了三次谐波补偿策略的优点，且进一步扩大了h桥变换器的线性调制范围，但在更严重的功率不平衡情况下(例如，部分h桥变换器的调制度大于4/π)，谐波补偿策略也会失效。13.(5)改进型mppt控制策略虽然能够应对严重功率不平衡场景，但是该方法降低系统的发电量。技术实现要素：14.本发明要解决的问题就是克服上述各种方案的局限性，提出一种单相级联型光伏并网逆变器的控制方法。应用所提出的单相级联型光伏并网逆变器的控制方法，能够在光照强度严重不平衡条件下保证系统依然能够正常运行，适用于户用型光伏并网发电场合，综合性能较优。为了解决本发明的技术问题，所采用的技术方案为：15.一种单相级联型光伏并网逆变器的控制方法，所述的单相级联型光伏并网逆变器包括n个结构相同的模块，n为大于1的正整数，每个模块都是由一个四开关管buck‑boost变换器串联一个h桥变换器组成，所有模块的直流输入端都分别并联一个光伏组件，所有模块的交流输出端互相串联，串联后它们的一端通过滤波电感与电网连接，另一端通过单相有源滤波器与电网连接，所述控制方法包括h桥变换器直流母线电容电压的平均值控制、并网电流控制、改进型最近电平逼近调制、单相有源滤波器控制以及四开关管buck‑boost变换器控制，具体步骤如下：16.步骤1，h桥变换器直流母线电容电压的平均值控制17.步骤1.1，分别对n个h桥变换器的直流母线电容电压进行采样，得到n个h桥变换器的直流母线电容电压采样值vhi，i＝1，2，...，n；18.步骤1.2，计算得到n个h桥变换器的直流母线电容电压采样值的平均值vhaver，其计算式为：[0019][0020]步骤1.3，使用h桥电压调节器将n个h桥变换器的直流母线电容电压采样值的平均值vhaver控制为参考电压vref，h桥电压调节器的输出为单相级联型光伏并网逆变器的并网电流指令值的幅值im，其计算式为：[0021][0022]其中，khvp为h桥电压调节器的比例系数，khvi为h桥电压调节器的积分系数，s为拉普拉斯算子；[0023]步骤2，并网电流控制[0024]步骤2.1，分别对电网电压和并网电流进行采样，得到电网电压采样值vg和并网电流采样值ig；[0025]步骤2.2，使用数字锁相环对步骤2.1得到的电网电压采样值vg进行锁相，得到电网电压的相位角θ和电网电压的幅值vg；[0026]步骤2.3，把并网电流采样值ig的相位角延迟π/2而幅值保持不变，得到与并网电流采样值ig正交的信号iq，将ig和iq从两相静止坐标系变换到两相旋转坐标系，得到有功电流反馈值id和无功电流反馈值iq，其计算式如下：[0027][0028]其中，cos(θ)为电网电压相位角θ的余弦值，sin(θ)为电网电压相位角θ的正弦值；[0029]步骤2.4，为了使单相级联型光伏并网逆变器单位功率因数运行，设无功电流参考值为0，有功电流参考值为步骤1.3计算得到的单相级联型光伏并网逆变器的并网电流指令值的幅值im，使用有功电流调节器将有功电流反馈值id控制为有功电流参考值使用无功电流调节器将无功电流反馈值iq控制为无功电流参考值导到有功调制电压的幅值vd和无功调制电压的幅值vq，其计算式为：[0030][0031]其中，kip1为有功电流调节器的比例系数，kii1为有功电流调节器的积分系数；kip2为无功电流调节器的比例系数，kii2为无功电流调节器的积分系数；[0032]步骤2.5，计算出单相级联型光伏并网逆变器的调制波vr以及单相级联型光伏并网逆变器的调制波的幅值vrm，其计算式为：[0033][0034]其中，arctan(vq/vd)表示vq/vd的反正切值；[0035]步骤3，改进型最近电平逼近调制[0036]步骤3.1，将步骤2.5计算得到的单相级联型光伏并网逆变器的调制波vr在一个周期内分为四个区间，并将这四个区间称为区间i、区间ii、区间iii和区间iv，定义如下：[0037]区间i：vr≥0且vr单调递增[0038]区间ii：vr≥0且vr单调递减[0039]区间iii：vr＜0且vr单调递减[0040]区间iv：vr＜0且vr单调递增[0041]步骤3.2，根据步骤3.1划分的区间i、区间ii、区间iii和区间iv，以及步骤2.5计算得到的单相级联型光伏并网逆变器的调制波vr，计算出单相级联型光伏并网逆变器实际的调制波vreal，其计算式如下：[0042][0043]步骤3.3，vhj表示第j个h桥变换器的直流母线电容电压采样值，j＝1，2，...，n，根据步骤3.2计算得到的单相级联型光伏并网逆变器实际的调制波vreal，判断n个h桥变换器的运行模式：[0044](1)当vr位于区间i时[0045]如果表达式成立，则第i个h桥变换器的工作模式hmi＝1；否则，第i个h桥变换器的工作模式hmi＝0，i＝1，2，...，n；[0046](2)当vr位于区间ii时[0047]如果表达式成立，则第i个h桥变换器的工作模式hmi＝0；否则，第i个h桥变换器的工作模式hmi＝1，i＝1，2，...，n；[0048](3)当vr位于区间iii时[0049]如果表达式成立，则第i个h桥变换器的工作模式hmi‑1；否则，第i个h桥变换器的工作模式hmi＝0，i＝1，2，...，n；[0050](4)当vr位于区间iv时[0051]如果表达式成立，则第i个h桥变换器的工作模式hmi＝0；否则，第i个h桥变换器的工作模式hmi＝‑1，i＝1，2，...，n；[0052]其中，|vreal|为vreal的绝对值；hmi＝1表示第i个h桥变换器的交流输出电压vhoi＝vhi；hmi＝0表示第i个h桥变换器的交流输出电压vhoi＝0；hmi‑1表示第i个h桥变换器的交流输出电压vhoi‑vhi；[0053]步骤4，单相有源滤波器控制[0054]步骤4.1，使用递归离散傅里叶变换计算得到并网电流采样值ig的基波分量igf，然后计算出并网电流采样值ig所包含的谐波分量igh，其计算式为：[0055]igh＝ig‑igf[0056]步骤4.2，使用比例控制器对并网电流采样值所包含的谐波分量igh进行控制，控制器的输出为谐波电压信号vgh，其计算式为：[0057]vgh＝kfpigh[0058]其中，kfp为比例控制器的比例系数；[0059]步骤4.3，对单相有源滤波器的直流母线电容电压进行采样，得到单相有源滤波器的直流母线电容电压采样值vf；[0060]步骤4.4，使用有源滤波电压调节器将单相有源滤波器的直流母线电容电压采样值vf控制为参考电压vref，有源滤波电压调节器的输出为电压指令值的幅值vc，其计算式为：[0061][0062]其中，kfvp为有源滤波电压调节器的比例系数，kfvi为有源滤波电压调节器的积分系数；[0063]步骤4.5，根据步骤2.2得到的电网电压的相位角θ以及步骤4.4计算得到的有源滤波电压调节器输出的电压指令值的幅值vc，计算得到基波电压信号vcf，其计算式为：[0064]vcf＝vccos(θ)[0065]步骤4.6，将根据步骤4.2计算得到谐波电压信号vgh以及步骤4.5计算得到基波电压信号vcf相加，可以得到单相有源滤波器的总调制电压vgf，再除以单相有源滤波器的直流母线电容电压采样值vf后，得到单相有源滤波器的调制波mgf，其计算式为：[0066]mgf＝(vgh+vcf)/vf[0067]步骤5，四开关管buck‑boost变换器控制[0068]步骤5.1，分别对n个四开关管buck‑boost变换器的直流母线电容电压和n个光伏组件的输出电流进行采样，得到n个四开关管buck‑boost变换器的直流母线电容电压采样值vpvi和n个光伏组件的输出电流采样值ipvi，i＝1，2，...，n；[0069]步骤5.2，根据步骤5.1得到的n个四开关管buck‑boost变换器的直流母线电容电压采样值vpvi和n个光伏组件的输出电流采样值ipvi，分别对n个光伏组件进行最大功率点追踪控制，得到n个光伏组件的最大功率点电压i＝1，2，...，n；[0070]步骤5.3，将步骤5.2得到的n个光伏组件的最大功率点电压作为四开关管buck‑boost变换器的直流母线电容电压的参考值，使用n个相同的dc/dc电压调节器分别对n个四开关管buck‑boost变换器的直流母线电容电压采样值vpvi进行控制，n个dc/dc电压调节器的输出为n个四开关管buck‑boost变换器的电流内环指令值i＝1，2，...，n，其计算式为：[0071][0072]其中，kdvp为dc/dc电压调节器的比例系数，kdvi为dc/dc电压调节器的积分系数；[0073]步骤5.4，分别对n个四开关管buck‑boost变换器的电感电流进行采样，得到n个四开关管buck‑boost变换器的电感电流采样值ildi，i＝1，2，...，n；[0074]步骤5.5，使用n个相同的dc/dc电流调节器将n个四开关管buck‑boost变换器的电感电流采样值ildi控制为四开关管buck‑boost变换器的电流内环指令值n个dc/dc电流调节器的输出分别为n个四开关管buck‑boost变换器的占空比di，i＝1，2，...，n，其计算式为：[0075][0076]其中，kdip为dc/dc电流调节器的比例系数，kdii为dc/dc电流调节器的积分系数。[0077]本发明相对现有技术的有益效果是：[0078](1)本发明提出的单相级联型光伏并网逆变器及其控制方法能够应对光伏组件输出功率严重不平衡的工作场景，相比于现有的单相级联h桥光伏并网逆变器能够较大程度地扩大系统的运行范围。[0079](2)即使在光伏组件输出功率严重不平衡的工作场景，所有光伏组件依然能够工作于自身的最大功率点，最大化系统的发电量。[0080](3)采用串联单相有源滤波器的方案，不但能够滤除逆变器输出电压的低次谐波，而且能够滤除电网电压的谐波分量，保证电网电流的性能较好。[0081](4)提出一种改进型最近电平逼近调制策略，相比于现有的最近电平逼近调制策略能够确保所有h桥变换器输出的脉冲宽度相差较小，进而保证h桥变换器的功率传输能力的一致性较好。附图说明[0082]图1是本发明实施的单相级联型光伏并网逆变器的主电路拓扑结构。[0083]图2是本发明实施的单相有源滤波器的主电路拓扑结构。[0084]图3是本发明实施的单相级联型光伏并网逆变器的控制框图。[0085]图4是本发明实施的单相级联型光伏并网逆变器的控制方法的流程图。[0086]图5是本发明实施的单相级联型光伏并网逆变器的调制波vr的区间划分示意图以及单相级联型光伏并网逆变器实际的调制波vreal的波形示意图。[0087]图6是以四个模块级联的系统为例，采用本发明实施的改进型最近电平调制策略时四个h桥变换器的交流输出电压vho1、vho2、vho3、vho4以及逆变器的交流总输出电压vh。[0088]图7是以四个模块级联的系统为例，采用传统的最近电平调制策略时四个h桥变换器的交流输出电压vho1、vho2、vho3、vho4以及逆变器的交流总输出电压vh。[0089]图8是本发明实施的第i个h桥变换器工作模式hmi＝1、hmi＝0和hmi＝‑1时，第i个h桥变换器开关驱动信号的生成方法。[0090]图9是本发明实施的单相级联型光伏并网逆变器的交流总输出电压vh、单相有源滤波器的交流输出电压vf以及并网点电压vt的波形示意图。[0091]图10是本发明实施的根据第i个四开关buck‑boost变换器的占空比di生成对应的四个开关管驱动信号的方法。具体实施方式[0092]为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，下面结合附图及实施例，对本发明做进一步清楚、完整地描述。[0093]图1是本发明实施的单相级联型光伏并网逆变器的主电路拓扑结构，包括n个结构相同的模块，n为大于1的正整数，每个模块都是由一个四开关管buck‑boost变换器串联一个h桥变换器组成。其中，第i(i＝1，2，...，n)个四开关管buck‑boost变换器由一个直流母线电容cpvi，一个滤波电感ldi以及四个带反并联二极管的全控型开关器件sdij(j＝1，2，3，4)组成；第i个h桥变换器由一个直流母线电容chi和四个带反并联二极管的全控型开关器件shij组成。四开关管buck‑boost变换器的直流母线电容cpvi上各自并联一个光伏组件pvi，用以给整个系统供电。此外，所有模块的交流输出端互相串联，串联后它们的一端通过滤波电感lg与电网连接，另一端通过单相有源滤波器与电网连接。图1中，vg和ig分别表示电网电压的采样值和并网电流的采样值；vpvi和ipvi分别表示第i个四开关管buck‑boost变换器的直流母线电容电压采样值和它所连接的光伏组件的输出电流采样值；ildi表示第i个四开关管buck‑boost变换器的电感电流采样值；vhi表示第i个h桥变换器的直流母线电容电压采样值；vhoi表示第i个h桥变换器的h桥变换器的交流输出电压；vh表示单相级联型光伏并网逆变器的交流总输出电压，vt表示单相级联型光伏并网逆变器的并网点电压。[0094]图2是本发明实施的单相有源滤波器的主电路拓扑结构，它由一个直流母线电容cf1、四个带反并联二极管的全控型开关器件sfj(j＝1，2，3，4)、单相有源滤波器的滤波电感lf以及单相有源滤波器的滤波电容cf2组成。其中，vf表示单相有源滤波器的直流母线电容电压采样值，vf表示单相有源滤波器的交流输出电压。[0095]图3是本发明实施的单相级联型光伏并网逆变器的控制框图，它包对所有h桥变换器直流母线电容电压的平均值控制、使用数字锁相环对电网电压vg进行锁相以及对电网电流ig进行控制、改进型最近电平逼近调制策略以及生成n个h桥变换器的开关器件shij的驱动信号qhij(i＝1，2，...，n，j＝1，2，3，4)、n个四开关管buck‑boost变换器直流母线电容电压的控制以及生成n个四开关管buck‑boost变换器的开关器件sdij的驱动信号qdij，以及单相有源滤波器的控制并生成开关器件sfj的驱动信号qfj。[0096]图4是本发明实施的单相级联型光伏并网逆变器的控制方法的流程图。由图3、图4可见，本发明所述控制方法包括h桥变换器直流母线电容电压的平均值控制、并网电流控制、改进型最近电平逼近调制、单相有源滤波器控制以及四开关管buck‑boost变换器控制，步骤如下：[0097]步骤1，h桥变换器直流母线电容电压的平均值控制[0098]步骤1.1，分别对n个h桥变换器的直流母线电容电压进行采样，得到n个h桥变换器的直流母线电容电压采样值vhi，i＝1，2，...，n。[0099]步骤1.2，计算得到n个h桥变换器的直流母线电容电压采样值的平均值vhaver，其计算式为：[0100][0101]步骤1.3，使用h桥电压调节器将n个h桥变换器的直流母线电容电压采样值的平均值vhaver控制为参考电压vref，h桥电压调节器的输出为单相级联型光伏并网逆变器的并网电流指令值的幅值im，其计算式为：[0102][0103]其中，khvp为h桥电压调节器的比例系数，khvi为h桥电压调节器的积分系数，s为拉普拉斯算子。本实施中，khvp＝10，khvi＝350。[0104]步骤2，并网电流控制[0105]步骤2.1，分别对电网电压和并网电流进行采样，得到电网电压采样值vg和并网电流采样值ig。[0106]步骤2.2，使用数字锁相环对步骤2.1得到的电网电压采样值vg进行锁相，得到电网电压的相位角θ和电网电压的幅值vg。[0107]步骤2.3，把并网电流采样值ig的相位角延迟π/2而幅值保持不变，得到与并网电流采样值ig正交的信号iq，将ig和iq从两相静止坐标系变换到两相旋转坐标系，得到有功电流反馈值id和无功电流反馈值iq，其计算式如下：[0108][0109]其中，cos(θ)为电网电压相位角θ的余弦值，sin(θ)为电网电压相位角θ的正弦值。[0110]在本实施例中，使用二阶广义积分器实现电网电流从ig转换为幅值相等但相位延迟π/2的信号iq，也可使用全通滤波器实现这一功能。[0111]步骤2.4，为了使单相级联型光伏并网逆变器单位功率因数运行，设无功电流参考值为0，有功电流参考值为步骤1.3计算得到的单相级联型光伏并网逆变器的并网电流指令值的幅值im，使用有功电流调节器将有功电流反馈值id控制为有功电流参考值使用无功电流调节器将无功电流反馈值iq控制为无功电流参考值得到有功调制电压的幅值vd和无功调制电压的幅值vq，其计算式为：[0112][0113]其中，kip1为有功电流调节器的比例系数，kii1为有功电流调节器的积分系数；kip2为无功电流调节器的比例系数，kii2为无功电流调节器的积分系数；本实施中，kip1＝1.5，kii1＝50，kip2＝1.5，kii2＝50。[0114]步骤2.5，计算出单相级联型光伏并网逆变器的调制波vr以及单相级联型光伏并网逆变器的调制波的幅值vrm，其计算式为：[0115][0116]其中，arctan(vq/vd)表示vq/vd的反正切值。[0117]步骤3，改进型最近电平逼近调制[0118]步骤3.1，将步骤2.5计算得到的单相级联型光伏并网逆变器的调制波vr在一个周期内分为四个区间，并将这四个区间称为区间i、区间ii、区间iii和区间iv，定义如下：[0119]区间i：vr≥0且vr单调递增[0120]区间ii：vr≥0且vr单调递减[0121]区间iii：vr＜0且vr单调递减[0122]区间iv：vr＜0且vr单调递增[0123]步骤3.2，根据步骤3.1划分的区间i、区间ii、区间iii和区间iv，以及步骤2.5计算得到的单相级联型光伏并网逆变器的调制波vr，计算出单相级联型光伏并网逆变器实际的调制波vreal，其计算式如下：[0124][0125]图5是本发明实施的单相级联型光伏并网逆变器的调制波vr的区间划分示意图以及单相级联型光伏并网逆变器实际的调制波vreal的波形示意图。[0126]步骤3.3，vhj表示第j个h桥变换器的直流母线电容电压采样值，j＝1，2，...，n，根据步骤3.2计算得到的单相级联型光伏并网逆变器实际的调制波vreal，判断n个h桥变换器的运行模式：[0127](1)当vr位于区间i时[0128]如果表达式成立，则第i个h桥变换器的工作模式hmi＝1；否则，第i个h桥变换器的工作模式hmi＝0，i＝1，2，...，n；[0129](2)当vr位于区间ii时[0130]如果表达式成立，则第i个h桥变换器的工作模式hmi＝0；否则，第i个h桥变换器的工作模式hmi＝1，i＝1，2，...，n；[0131](3)当vr位于区间iii时[0132]如果表达式成立，则第i个h桥变换器的工作模式hmi‑1；否则，第i个h桥变换器的工作模式hmi＝0，i＝1，2，...，n；[0133](4)当vr位于区间iv时[0134]如果表达式成立，则第i个h桥变换器的工作模式hmi＝0；否则，第i个h桥变换器的工作模式hmi＝‑1，i＝1，2，...，n；[0135]其中，|vreal|为vreal的绝对值；hmi＝1表示第i个h桥变换器的交流输出电压vhoi＝vhi；hmi＝0表示第i个h桥变换器的交流输出电压vhoi＝0；hmi＝‑1表示第i个h桥变换器的交流输出电压vhoi＝‑vhi；[0136]图6是以四个模块级联的系统为例，采用本发明实施的改进型最近电平调制策略时四个h桥变换器的交流输出电压vho1、vho2、vho3、vho4以及逆变器的交流总输出电压vh。图7是以四个模块级联的系统为例，采用传统的最近电平调制策略时四个h桥变换器的交流输出电压vho1、vho2、vho3、vho4以及逆变器的交流总输出电压vh。可以看出，虽然采样传统的最近电平逼近调制策略与本发明提出的改进型最近电平逼近调制策略时，逆变器的交流总输出电压vh的波形是相同的，但是采用传统的最近电平逼近调试策略时，四个h桥变换器的交流输出电压vho1、vho2、vho3与vho4的脉冲宽度相差较大，这表示四个h桥变换器传输的功率差异较大；采用本发明提出的改进型最近电平逼近调试策略时，四个h桥变换器的交流输出电压vho1、vho2、vho3与vho4的脉冲宽度相差较小，h桥变换器传输的功率差异也较小。[0137]根据步骤3.3计算得到所有h桥变换器的工作模式hmi以后，根据图8所示的本发明实施的第i个h桥变换器开关驱动信号的生成方法生成n个h桥变换器的开关驱动信号。以第i个h桥变换器为例：若工作模式hmi＝1，开关管shi1的驱动信号qhi1为高电平，shi1导通，开关管shi2的驱动信号qhi2为低电平，shi2关断，开关管shi3的驱动信号qhi3为低电平，shi3关断，开关管shi4的驱动信号qhi4为高电平，shi4导通；若工作模式hmi＝‑1，开关管shi1的驱动信号qhi1为低电平，shi1关断，开关管shi2的驱动信号qhi2为高电平，shi2导通，开关管shi3的驱动信号qhi3为高电平，shi3导通，开关管shi4的驱动信号qhi4为低电平，shi4关断。若工作模式hmi＝0，开关管的驱动信号有两种生成方法：方法1，开关管shi1的驱动信号qhi1为高电平，shi1导通，开关管shi2的驱动信号qhi2为低电平，shi2关断，开关管shi3的驱动信号qhi3为高电平，shi3导通，开关管shi4的驱动信号qhi4为低电平，shi4关断；方法2，开关管shi1的驱动信号qhi1为低电平，shi1关断，开关管shi2的驱动信号qhi2为高电平，shi2导通，开关管shi3的驱动信号qhi3为低电平，shi3关断，开关管shi4的驱动信号qhi4为高电平，shi4导通。[0138]步骤4，单相有源滤波器控制[0139]步骤4.1，使用递归离散傅里叶变换计算得到并网电流采样值ig的基波分量igf，然后计算出并网电流采样值ig所包含的谐波分量igh，其计算式为：[0140]igh＝ig‑igf[0141]这里使用的递归离散傅里叶变换指的是谐波分析与提取中常用的方法，该方法已被大量的科研文献报道，如文献“陈巧地，张兴，李明，郭梓暄，刘晓玺，赵为.基于阻抗辨识的下垂控制并网逆变器孤岛检测方法.电力系统自动化，2020，44(7)：123‑129.”(《电力系统自动化》2020年第44卷第7期第123‑129页)和文献““陈巧地，张兴，李明，刘晓玺，郭梓暄.基于阻抗辨识的短路比测量方法.电气工程学报，2019，14(2)：7‑11.”(《电气工程学报》2020年第14卷第2期第7‑11页)。[0142]步骤4.2，使用比例控制器对并网电流采样值所包含的谐波分量igh进行控制，控制器的输出为谐波电压信号vgh，其计算式为：[0143]vgh＝kfpigh[0144]其中，kfp为比例控制器的比例系数，本实施例中，kfp＝10。[0145]步骤4.3，对单相有源滤波器的直流母线电容电压进行采样，得到单相有源滤波器的直流母线电容电压采样值vf。[0146]步骤4.4，使用有源滤波电压调节器将单相有源滤波器的直流母线电容电压采样值vf控制为参考电压vref，有源滤波电压调节器的输出为电压指令值的幅值vc，其计算式为：[0147][0148]其中，kfvp为有源滤波电压调节器的比例系数，kfvi为有源滤波电压调节器的积分系数。kfvp＝2.4，kfvi＝120。[0149]步骤4.5，根据步骤2.2得到的电网电压的相位角θ以及步骤4.4计算得到的有源滤波电压调节器输出的电压指令值的幅值vc，计算得到基波电压信号vcf，其计算式为：[0150]vcf＝vccos(θ)[0151]步骤4.6，将根据步骤4.2计算得到谐波电压信号vgh以及步骤4.5计算得到基波电压信号vcf相加，可以得到单相有源滤波器的总调制电压vgf，再除以单相有源滤波器的直流母线电容电压采样值vf后，得到单相有源滤波器的调制波mgf，其计算式为：[0152]mgf＝(vgh+vcf)/vf[0153]计算得到单相有源滤波器的调制波mgf后，根据电力电子技术中常用的脉冲宽度调制(pulsewidthmodulation，pwm)获得四个开关器件sfj(j＝1，2，3，4)的开关驱动信号qfj。[0154]图9是本发明实施的单相级联型光伏并网逆变器的交流总输出电压vh、单相有源滤波器的交流输出电压vf以及并网点电压vt的波形示意图。这里采用单相有源滤波器主要是为了滤除单相级联型光伏并网逆变器的交流总输出电压vh的低次谐波分量，保证电网电流的性能较好。[0155]步骤5，四开关管buck‑boost变换器控制[0156]步骤5.1，分别对n个四开关管buck‑boost变换器的直流母线电容电压和n个光伏组件的输出电流进行采样，得到n个四开关管buck‑boost变换器的直流母线电容电压采样值vpvi和n个光伏组件的输出电流采样值ipvi，i＝1，2，...，n。[0157]步骤5.2，根据步骤5.1得到的n个四开关管buck‑boost变换器的直流母线电容电压采样值vpvi和n个光伏组件的输出电流采样值ipvi，分别对n个光伏组件进行最大功率点追踪控制，得到n个光伏组件的最大功率点电压i＝1，2，...，n。[0158]步骤5.3，将步骤5.2得到的n个光伏组件的最大功率点电压作为四开关管buck‑boost变换器的直流母线电容电压的参考值，使用n个相同的dc/dc电压调节器分别对n个四开关管buck‑boost变换器的直流母线电容电压采样值vpvi进行控制，n个dc/dc电压调节器的输出为n个四开关管buck‑boost变换器的电流内环指令值i＝1，2，...，n，其计算式为：[0159][0160]其中，kdvp为dc/dc电压调节器的比例系数，kdvi为dc/dc电压调节器的积分系数。本实施中，kdvp＝5，kdvi＝20。[0161]步骤5.4，分别对n个四开关管buck‑boost变换器的电感电流进行采样，得到n个四开关管buck‑boost变换器的电感电流采样值ildi，i＝1，2，...，n。[0162]步骤5.5，使用n个相同的dc/dc电流调节器将n个四开关管buck‑boost变换器的电感电流采样值ildi控制为四开关管buck‑boost变换器的电流内环指令值n个dc/dc电流调节器的输出分别为n个四开关管buck‑boost变换器的占空比di，i＝1，2，...，n，其计算式为：[0163][0164]其中，kdip为dc/dc电流调节器的比例系数，kdii为dc/dc电流调节器的积分系数。本实施中，kdip＝5，kdii＝20。[0165]图10是本发明实施的根据第i个四开关buck‑boost变换器的占空比di生成对应的四个开关管驱动信号的方法。当占空比0＜di≤0.5时，四开关buck‑boost变换器工作在buck模式，此时的等效占空比可以表达为di1＝2di，开关器件sdi1的驱动信号qdi1可由占空比di1与载波vcd1比较得到，当di1＞vcd1时，qdi1为高电平，开关器件sdi1导通；当di1≤vcd1时，qdi1为低电平，开关器件sdi1关断。开关器件sdi2的驱动信号qdi2是与qdi1互补的信号，即qdi1为高电平时，qdi2为低电平，qdi1为低电平时，qdi2为高电平。在此工作模式下，开关器件sdi3的驱动信号qdi3始终为高电平，即开关器件sdi3一直导通；开关器件sdi4的驱动信号qdi4始终为低电平，即开关器件sdi4一直关断。当占空比0.5＜di≤1时，四开关buck‑boost变换器工作在boost模式，此时的等效占空比可以表达为di2＝2di‑1。在此工作模式下，开关器件sdi1的驱动信号qdi1始终为高电平，即开关器件sdi1一直导通；开关器件sdi2的驱动信号qdi2始终为低电平，即开关器件sdi2一直关断。开关器件sdi4的驱动信号qdi4可由占空比di2与载波vcd2比较得到，当di2＞vcd2时，qdi4为高电平，开关器件sdi4导通；当di2＞vcd2时，qdi4为低电平，开关器件sdi4关断。开关器件sdi3的驱动信号qdi3是与qdi4互补的信号，即qdi4为高电平时，qdi3为低电平，qdi4为低电平时，qdi3为高电平。当前第1页1 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