用于永磁同步电机的断电重启动方法与流程
本公开总体上涉及用于实现永磁同步电机(pmsm)的断电重启动方法的设备和方法，更具体地，涉及一种具有无传感器磁场定向控制(foc)的pmsm。
背景技术：
电机控制器使用电机控制算法来控制永磁同步电机(pmsm)。pmsm可以用于风扇电机，诸如真空吸尘器、排气风扇、油烟抽气风扇或其他类似应用中的电机。
功率跌落穿越(powerdipridethrough)发生在诸如真空吸尘器之类的电池运作的家用电器电子装置中。常见的通断开关安装在最终的家用电器商品中。通断开关接合配备的电池的通断动作，该通断动作对提供到功率逆变器的直流(dc)总线电压进行瞬时通断切换用于变速控制。
对于用于功率逆变器控制的家用电器电子装置，功率跌落穿越的技术挑战来自于驱动没有电机位置传感器的三相永磁电机(例如，具有无传感器磁场定向控制(foc)的永磁同步电机(pmsm))。具体地，当高速运行的电机与电力断开连接时(例如，通过关断电器的通断开关)电机控制器也会失去其电源并且当重新连接主电池电力(例如，通过接通电器的通断开关)时重新发起冷启动，即使电机仍在减慢中。换句话说，用户可以在电机停止之前重新开启电机。然而，无论电机是否正在旋转，电机控制器都会发起冷启动。在这种条件下，电机仍在高速旋转，但是电机控制器没有关于电机运行条件/状态信息的足够信息。由于缺乏与正在运行的电机的同步，所以这种信息的缺乏会导致过电流和/或过电压。
图1示出了典型功率跌落穿越动作的时序图，其中“gatekill”指示过电流跳闸，而“catchspin”指示当通过通断开关动作重新接合功率时试图同步到旋转电机。从图1可以得出，在接收到停止命令(即，通断开关切换到关断位置)时，电机正在运行。此时，在电机控制器处感知到的电机速度motorspeed反馈降至零。然而，电机的实际速度仍在减小。发生gatekill和catchspin的原因是，在电机仍在旋转的同时，电机在接收到启动命令(即，通断开关切换到接通位置)后即重新接合。更具体地，发生gatekill和catchspin的原因是，在电机仍在旋转的同时，电机控制器发起电机的冷启动。
因此，在具有无传感器foc的永磁同步电机中，可能期望一种具有改进的断电重启动功能性能的改进设备。
技术实现要素：
一个或多个实施例提供了一种电机控制致动器，其被配置为驱动具有无传感器磁场定向控制(foc)的永磁同步电机(pmsm)。电机控制致动器包括：采样电路，其被配置为在pmsm旋转的同时，测量pmsm的反向电动势(cemf)或反电动势(bemf)，并且基于所测量的cemf或所测量的bemf来生成测量信号；电机控制器，其包括电流控制器，该电流控制器被配置为生成用于驱动pmsm的控制信号，该电流控制器被配置为接收测量信号并且基于该测量信号来执行断电重启动序列，该断电重启动序列用于在pmsm旋转的同时重新起动pmsm；以及多相逆变器，其被配置为基于控制信号来向pmsm提供多个相电压。电机控制器被配置为在断电重启动序列期间将多相逆变器的输出电压匹配到所测量的cemf或所测量的bemf。
一个或多个实施例提供了一种在pmsm旋转的同时起动具有无传感器磁场定向控制(foc)的永磁同步电机(pmsm)的断电重启动方法。断电重启动方法包括：在pmsm旋转的同时，测量pmsm的反向电动势(cemf)或反电动势(bemf)；以及基于所测量的cemf或所测量的bemf来生成测量信号；生成用于驱动pmsm的控制信号；基于测量信号来执行用于在pmsm旋转的同时重新起动pmsm的断电重启动序列；基于控制信号通过多相逆变器来向pmsm提供多相电压；以及在执行断电重启动序列的同时，将多相逆变器的输出电压匹配到所测量的cemf或所测量的bemf。
一个或多个实施例提供了一种电机控制致动器，其被配置为驱动具有无传感器磁场定向控制(foc)的永磁同步电机(pmsm)。电机控制致动器包括：采样电路，其被配置为在pmsm旋转的同时测量pmsm的反向电动势(cemf)或反电动势(bemf)，并且基于所测量的cemf或所测量的bemf来生成测量信号；锁相环(pll)，其被配置为接收测量信号并且从测量信号中提取所测量的cemf或所测量的bemf的频率和角度；电机控制器，其包括电流控制器，该电流控制器被配置为生成用于驱动pmsm的控制信号，该电流控制器被配置为执行用于在pmsm旋转的同时重新起动pmsm的断电重启动序列，该断电重启动序列包括随后是闭环控制的开环控制。电机控制器被配置为基于频率和角度来计算初始转子角。在开环控制期间，电机控制器被配置为基于初始转子角来生成控制信号。在闭环控制期间，电机控制器被配置为测量电机的每个相电流，基于每个测量的相电流来计算第二转子角，并且基于第二转子角来生成控制信号。
一个或多个实施例提供了一种在pmsm旋转的同时起动具有无传感器磁场定向控制(foc)的永磁同步电机(pmsm)的断电重启动方法。该方法包括：在pmsm旋转的同时测量pmsm的反向电动势(cemf)或反电动势(bemf)；基于所测量的cemf或所测量的bemf来生成测量信号；从测量信号中提取所测量的cemf或所测量的bemf的频率和角度；通过电流控制器生成用于驱动pmsm的控制信号；通过电流控制器执行用于在pmsm旋转的同时重新起动pmsm的断电重启动序列，该断电重启动序列包括随后是闭环控制的开环控制；以及基于频率和角度来计算初始转子角。在开环控制期间执行断电重启动序列包括基于初始转子角来生成控制信号。在闭环控制期间执行断电重启动序列包括测量电机的每个相电流，基于每个测量的相电流来计算第二转子角，以及基于第二转子角来生成控制信号。
一个或多个实施例提供了一种电机控制致动器，其被配置为驱动具有无传感器磁场定向控制(foc)的永磁同步电机(pmsm)。电机控制致动器包括：采样电路，其被配置为在pmsm旋转的同时，测量pmsm的反向电动势(cemf)或反电动势(bemf)，并且基于所测量的cemf或所测量的bemf来生成测量信号；锁相环(pll)，其被配置为接收测量信号并且从测量信号中提取所测量的cemf或所测量的bemf的幅度和角度；电机控制器，其包括电流控制器，该电流控制器被配置为基于估计的转子角来生成第一两相交流(ac)电压分量的集合，基于幅度和角度来生成第二两相ac电压分量的集合，基于第一两相ac电压分量的集合来生成用于驱动pmsm的控制信号。电流控制器被配置为执行用于在pmsm旋转的同时重新起动pmsm的断电重启动序列，该断电重启动序列包括同步时段和闭环控制时段。在同步时段期间，电机控制器被配置为基于第二两相ac电压分量的集合来估计第一转子角，其中电流控制器使用第一转子角来与pmsm的转子角同步。在闭环控制时段期间，电机控制器被配置为基于第一转子角并且基于第一两相ac电压分量的集合来估计第二转子角，其中电流控制器使用第二转子角来与pmsm的转子角同步。
附图说明
本文中参考附图对实施例进行描述。
图1示出了传统电机控制器的典型功率跌落穿越的时序图；
图2a是示出了根据一个或多个实施例的功率半导体器件的电机控制致动器的示意性框图；
图2b是示出了根据一个或多个实施例的利用单分流电流感测的功率逆变器的示意图；
图3a是根据一个或多个实施例的由电机控制器实现的电机控制算法的示意性框图；
图3b是根据一个或多个实施例的由电机控制器实现的具有断电重启动方法的电机控制算法的示意性框图；
图3c是根据一个或多个实施例的由电机控制器实现的具有另一断电重启动方法的电机控制算法的示意性框图；
图4是根据一个或多个实施例的基于内部运算放大器的cemf采样电路的示意图；
图5是根据一个或多个实施例的基于外部运算放大器电路的cemf采样的示意图；
图6示出了pmsm坐标变换；
图7a和图7b是根据一个或多个实施例的u相电压的转子角和u相角的波形图；
图8a和图8b是根据一个或多个实施例的转子角和uv电压波的波形图；
图9是根据一个或多个实施例的单锁相环(pll)的示意性框图；
图10是根据一个或多个实施例的一个断电重启动方法序列的时序图；
图11是根据一个或多个实施例的另一断电重启动方法序列的时序图；
图12是根据一个或多个实施例的使用断电重启动方法的电机启动操作的流程图；
图13是根据一个或多个实施例的图12中示出的电机启动操作的断电重启动操作的流程图；以及
图14是根据一个或多个实施例的图12中示出的电机启动操作的另一断电重启动操作的流程图。
具体实施方式
在下文中，阐述细节以提供对示例性实施例的更透彻的解释。然而，对于本领域技术人员而言明显的是，可以在没有这些具体细节的情况下实践实施例。在其他实例中，以框图的形式或以示意图的形式而非详细地示出了众所周知的结构和设备，以免使实施例含糊不清。另外，除非另外特别指出，否则下文所描述的不同实施例的特征可以彼此组合。
进一步地，在以下描述中用等同或相似的附图标记表示等同或相似的元件或具有等同或相似功能的元件。由于在附图中相同或功能上等同的元件被给予相同的附图标记，所以可以省略对具有相同附图标记的元件的重复描述。因此，为具有相同或相似附图标记的元件提供的描述可以相互交换。
在这方面上，参考所描述的附图的取向，可以使用方向性术语(诸如“顶部”、“底部”、“下方”、“上方”、“前方”、“后方”、“背面”、“前面”、“后面”等)。因为实施例的各部分可以以若干个不同的取向定位，所以方向性术语用于说明的目的，而绝非具有限制性。应当理解，在不脱离权利要求所限定的范围的情况下，可以利用其他实施例并且可以做出结构或逻辑改变。因此，下面的具体实施方式不应被认为具有限制性。
应当理解，当元件被称为“连接”或“耦合”到另一元件时，它可以直接连接或耦合到另一元件，或者可以存在中间元件。相反，当元件被称为“直接连接”或“直接耦合”到另一元件时，则不存在中间元件。应当以类似方式来解释用于描述元件之间的关系的其他词语(例如，“在...之间”与“直接在...之间”、“相邻”与“直接相邻”等)。
在本文中所描述的或附图中示出的实施例中，任何直接电连接或耦合(即，没有附加中间元件的任何连接或耦合)也可以通过间接的连接或耦合(即，具有一个或多个附加中间元件的连接或耦合)来实现，反之亦然，只要基本上维持例如传送某种信号或传送某种信息的连接或耦合的通用目的即可。来自不同实施例的特征可以组合以形成其他实施例。例如，除非另有指出，否则关于实施例中的一个实施例所描述的变化或修改也可以适用于其他实施例。
在不脱离本文中所描述的实施例的方面的情况下，术语“基本上”在本文中可以用于解释被认为是工业上可接受的小的制造公差(例如，在5％之内)。
传感器可以是指将要测量的物理量转换为电信号(例如，电流信号或电压信号)的部件。物理量可以例如是单分流电阻器系统中的分流电阻器处的电流或电压。
信号处理电路和/或信号调理电路可以从一个或多个部件接收一个或多个信号，并且对其执行信号调理或处理。如在本文中所使用的，信号调理是指以使得信号满足用于进一步处理的下一阶段的要求的方式来操纵信号。信号调理可以包括：从模拟到数字的转换(例如，经由模数转换器)、放大、滤波、转换、偏置、范围匹配、隔离、以及使信号在调理之后适合于处理所需的任何其他过程。
因此，信号处理电路可以包括模数转换器(adc)，其将来自一个或多个传感器元件的模拟信号转换为数字信号。信号处理电路还可以包括数字信号处理器(dsp)，其对数字信号执行一些处理。
现代设备在汽车、消费和工业应用中的许多功能(诸如转换电能和驱动电动机或电机器)都依赖于功率半导体器件。例如，仅举几例，绝缘栅双极晶体管(igbt)、金属氧化物半导体场效应晶体管(mosfet)和二极管已用于各种应用，其包括但不限于电源和功率转换器中的开关。
功率半导体器件通常包括半导体结构，该半导体结构被配置为沿着器件的两个负载端子结构之间的负载电流路径传导负载电流。进一步地，可以借助于控制电极(有时称为栅电极)来控制负载电流路径。例如，在从例如驱动器单元接收到对应的控制信号时，控制电极可以将功率半导体器件设置为导通状态和阻断状态中的一个状态。控制信号可以通过具有受控值的电压信号或电流信号来实现。
功率晶体管是可以用于驱动负载电流的功率半导体器件。例如，通过激活和停用igbt的栅极端子来将其“开启”或“关闭”。在栅极和发射极两端施加正输入电压信号将使器件保持在“开启”状态，而使输入栅极信号为零或略微为负将使其“关闭”。接通过程和断开过程用于接通和关断功率晶体管。在开启过程期间，栅极驱动器集成电路(ic)可以用于向功率晶体管的栅极提供(源)栅极电流(即，开启电流)，以便将栅极充电至足够的电压以开启器件。相比之下，在关闭过程期间，栅极驱动器ic用于从功率晶体管的栅极汲取(宿)栅极电流(即，关闭电流)，以使栅极充分放电以关闭器件。根据脉冲宽度调制(pwm)方案，可以从栅极驱动器ic输出电流脉冲作为控制信号。因此，在用于控制功率晶体管的pwm周期期间，可以在开启电流电平和关闭电流电平之间切换控制信号。这进而分别对栅极电压进行充电和放电以开启和关闭功率晶体管。
具体地，功率晶体管的栅极是电容性负载，并且当发起切换事件时，开启电流(即，栅极源电流)和关闭电流(即，栅极宿电流)指定为初始电流。在关闭事件期间，经过一小段时间(与pwm时段相比很小)后，栅极电流减小，并且当栅极达到0v时达到零值。在开启事件期间，经过一小段时间(与pwm时段相比很小)后，栅极电流减小，并且在栅极达到15v时达到零值。
晶体管可以包括绝缘栅双极型晶体管(igbt)和金属氧化物半导体场效应晶体管(mosfet)(例如，simosfet或sicmosfet)。尽管在下文的实施例中，igbt可以用作示例，但是应当理解，可以用mosfet代替igbt，反之亦然。在这种情况下，在本文中所描述的示例中的任一示例中，当用mosfet代替igbt时，mosfet的漏极可以代替igbt的集电极，mosfet的源极可以代替igbt的发射极，并且mosfet的漏极-源极电压vds可以代替igbt的集电极-发射极电压vce。因此，任何igbt模块都可以用mosfet模块代替，反之亦然。
本说明书中描述的特定实施例涉及但不限于可以在功率转换器或电源内使用的功率半导体器件。因此，在实施例中，功率半导体器件可以被配置为承载分别要提供到负载的负载电流和/或由电源提供的负载电流。例如，半导体器件可以包括一个或多个功率半导体单元，诸如单片集成二极管单元和/或单片集成晶体管单元。这种二极管单元和/或这种晶体管单元可以集成在功率半导体模块中。
在功率电子装置领域中通常使用包括适当地连接以形成半桥的晶体管的功率半导体器件。例如，半桥可以用于驱动电机或开关模式电源。
例如，多相逆变器被配置为通过提供多相负载(例如，三相电机)来提供多相功率。比如，三相电源涉及三个对称正弦波，它们彼此之间的相位差为120电角度。在对称三相电源系统中，三个导体各自承载相对于公共参考相同的频率和电压幅度的交流(ac)，但相位差为时段的三分之一。由于相位差，所以任一导体上的电压在其他导体中的一个导体之后的周期的三分之一处以及在剩余导体之前的周期的三分之一处达到其峰值。该相位延迟可以向平衡的线性负载给予恒定功率传递。还可以在电动机中产生旋转磁场。
在供给平衡且线性的负载的三相系统中，三个导体的瞬时电流之和为零。换句话说，每个导体中的电流在幅度上等于其他两个导体中的电流之和，但符号相反。任一相导体中的电流的返回路径都是其他两相导体。瞬时电流导致电流空间矢量。
三相逆变器包括三个逆变器支路，三相中的每个相一个逆变器支路，并且每个逆变器支路彼此并联连接到直流(dc)电压源。每个逆变器支路包括一对晶体管，例如，以半桥配置布置的一对晶体管，用于将dc转换为ac。换句话说，每个逆变器支路包括两个互补晶体管(即，高侧晶体管和低侧晶体管)，这两个互补晶体管串联连接并且彼此互补地接通和关断，用于驱动相负载。然而，多相逆变器不限于三相，并且可以包括两相或多于三相，其中每相具有逆变器支路。
图2a是示出了根据一个或多个实施例的功率半导体器件的电机控制致动器100的示意性框图。具体地，电机控制致动器100包括功率逆变器1和逆变器控制单元2。逆变器控制单元2用作电机控制单元，并且因此还可以称为电机控制器或电机控制ic。电机控制单元可以是单片ic，也可以分为在两个或更多个ic上的微控制器和栅极驱动器。
电机控制致动器100还耦合到三相电机m，该三相电机m包括三相u，v和w。功率逆变器1是三相电压发生器，该三相电压发生器被配置为通过提供三相电压来提供三相功率以驱动电机m。进一步地，应当理解，功率逆变器1和逆变器控制单元2可以放置在同一电路板上，或者放置在单独电路板上。
幅度和相位两者的偏差都可能引起电机m的功率和转矩损失。因此，电机控制致动器100可以被配置为基于反馈控制环路来实时监测和控制提供到电机m的电压的幅度和相位，以确保维持适当的电流平衡。还存在开环电机控制单元并且该开环电机控制单元可以被实施。
用于三相电机m的功率逆变器1包括成互补对布置的六个晶体管模块3u+，3u-，3v+，3v-，3w+和3w-(统称为晶体管模块3)的开关阵列。每个互补对构成一个逆变器支路，该逆变器支路向三相电机m提供相电压。因此，每个逆变器支路均包括上(高侧)晶体管模块3和下(低侧)晶体管模块3。每个晶体管模块可以包括一个功率晶体管，并且还可以包括二极管(未图示)。因此，每个逆变器支路包括上晶体管和下晶体管。负载电流路径u，v和w从位于互补晶体管之间的每个逆变器支路的输出(即，每个半桥的输出)延伸，并且被配置为耦合到负载(诸如电机m)。功率逆变器1耦合到dc电源4(例如，电池或二极管桥式整流器)并且耦合到逆变器控制单元2。
在该示例中，逆变器控制单元2包括电机控制电路和用于控制切换阵列的栅极驱动器电路。在一些示例中，逆变器控制单元2可以是单片式，其中电机控制电路和栅极驱动器电路集成到单个管芯上。在其他示例中，电机控制电路和栅极驱动器电路可以被划分为单独的ic。“单片”栅极驱动器是单个硅芯片上的栅极驱动器，并且可以进一步通过特定高压(hv)技术制成。更进一步地，栅极驱动器ic可以集成在功率逆变器1上。
电机控制器实时执行电机控制致动器100的电机控制功能，并且将pwm控制信号传送到栅极驱动器。电机控制功能可以包括控制永磁电机或感应电机，并且可以被配置为不需要转子位置感测的无传感器控制，如同带有霍尔传感器和/或编码器设备的基于传感器的控制的情况一样。备选地，电机控制功能可以包括基于传感器的控制(例如，在较低转子速度中使用)和无传感器的控制(例如，在较高转子速度中使用)两者的组合。
例如，逆变器控制单元2包括控制器和驱动器单元5，其包括作为电机控制器的微控制器单元(mcu)6和用于生成驱动器信号的栅极驱动器7，该驱动器信号用于控制每个晶体管模块3的晶体管。因此，负载电流路径u，v和w可以借助于控制晶体管3的控制电极(即，栅电极)由控制器和驱动器单元5来控制。例如，在从微控制器接收到pwm控制信号时，栅极驱动器ic可以将对应的晶体管设置处于导通状态(即，接通状态)或阻断状态(即，关断状态)中的一个状态。
栅极驱动器ic可以被配置为从微控制器接收包括功率晶体管控制信号的指令，并且根据接收到的指令和控制信号来开启或关闭相应地晶体管3。例如，在相应的晶体管3的开启过程期间，栅极驱动器ic可以用于向相应晶体管3的栅极提供(源)栅极电流，以便对栅极充电。相反，在关闭过程期间，栅极驱动器ic可以用于从晶体管3的栅极汲取(宿)栅极电流，以使栅极放电。
逆变器控制单元2或控制器和驱动器单元5本身可以包括pwm控制器、adc、dsp和/或时钟源(即，定时器或计数器)用于实现pwm方案，该pwm方案用于控制每个晶体管的状态，并且最终用于控制在相应负载电流路径u，v和w上提供的每个相电流。
具体地，控制器和驱动器单元5的微控制器6可以使用电机控制算法，诸如磁场定向控制(foc)算法，用于向输出到多相负载(诸如多相电机)的每个相电流提供实时的电流控制。因此，磁场定向控制环路可以被称为电流控制环路。可以通过在提供速度恒定控制的foc控制的顶部上添加速度常数控制环路来进一步控制电机速度。因此，foc(即，电流控制环路)可以被认为是内部控制环路，而速度常数控制环路可以被认为是外部控制环路。另外，可以通过速度常数控制环路的顶部上的功率常数控制环路来进一步控制电机功率，从而进一步控制电机速度。因此，至少相对于电流控制环路和速度常数控制环路而言，功率常数控制环路可以被认为是最外部控制环路。换句话说，电流控制环路可以被认为是内部控制环路，速度常数控制环路可以被认为是中间控制环路，并且功率常数控制环路可以被认为是外部控制环路。
在电机控制期间(即，在电机的运行时间期间)，电流控制环路和速度常数控制环路始终保持激活或启用。同样，功率常数控制环路可以在电机控制期间保持激活或启用。然而，功率常数控制环路还可以在电机控制期间以可切换方式激活/停用(启用/禁用)。在激活功率常数控制环路的实例中，控制器和驱动器单元5被认为处于功率常数控制模式，即使也激活了速度常数控制环路。在停用功率常数控制环路的实例中，控制器和驱动器单元5被认为处于速度常数控制模式。
在一些情况下，可以使用也在速度常数控制环路之外的第四控制环路(例如，位置控制环路)来控制电机位置。
例如，在foc期间，应当测量电机相电流，使得可以实时确定确切的转子位置。为了实现电机相电流的确定，微控制器6可以采用使用单分流电流感测的算法(例如，空间矢量调制(svm)，也称为空间矢量脉冲宽度调制(svpwm))。
更进一步地，控制功率逆变器1的开关3(即，晶体管)，使得不会同时开启相同逆变器支路中的两个开关，否则会使dc电源短路。根据电机控制算法，通过逆变器支路内的开关3的互补操作，可以满足这种要求。
图2b是示出了根据一个或多个实施例的利用单分流电流感测的功率逆变器1的示意图。具体地，功率逆变器1包括放置在功率逆变器1的负dc链路上的并联电阻器rs。晶体管3u+，3u-，3v+，3v-，3w+和3w-表示为开关，并且电机m在其相位中的每个相位均示有绕组。本文中，uo代表从电桥中性点u到电机中性点o的线到中性点电压。un代表从电桥中性点u到负总线供电轨n的u电桥电压；uv代表从u相到v相的线到线电压；vw代表从v相到w相的线到线电压；并且wv代表从w相到v相的线到线电压。
图2a中的微控制器6可以接收从分流电阻器rs获取的电流的样本，然后使用算法(即，软件)来实时重构三相电流。例如，svpwm是基于矢量控制的算法，其需要感测三个电机相电流。通过使用单分流电阻器rs，以精确定时的间隔对dc链路电流脉冲进行采样。分流电阻器rs上的电压降可以通过逆变器控制单元2内部的运算放大器来放大，并且可以上移例如1.65v。合成电压可以通过逆变器控制单元2内部的adc进行转换。基于开关的实际组合，使用svpwm算法重构电机m的三相电流。adc可以在pwm周期的有效矢量期间测量dc链路电流。在每个矢量中，两相电流测量是可用的。因为三个绕组电流的总和为零，所以计算出第三相电流值是可能的。
svpwm本身是用于实时控制pwm的算法。它用于ac波形的创建，并且可以用于使用多个切换晶体管从dc电源以变化速度驱动三相ac供电的电机。尽管在三相电机的背景下对本文中的示例进行描述，但是示例不限于此，并且可以应用于任何负载方案。
另外，应当理解，除了单分流电阻器之外的其他实现方式可以用于电流感测，并且其他电机控制算法可以用于控制负载，并且本文中所描述的实施例不限于此。
图3a是根据一个或多个实施例的电机控制算法300a的示意性框图。电机控制算法300a可以被实现为编程到电机控制器6中的固件，或者通过固件和电路部件的组合来实现。电机控制器6本身可以包括一个或多个控制器和/或一个或多个信号处理器。
具体地，电机控制算法300a包括由图2a所示的电机控制器6实现的速度常数控制环路12(即，无传感器foc)和电流控制环路13。因此，电机控制器6包括实现外部环路控制的速度控制器和实现内部环路控制的电流控制器。速度常数控制环路12可以与速度控制器12互换使用。同样，电流控制环路13可以与电流控制器13互换使用。
如本文中所使用的，vq和vd分别代表dq坐标系中的电机的定子的q轴电压和d轴电压。也就是说，vq是dq坐标系的q轴上的电机的电压分量，而vd是dq坐标系的d轴上的电机的电压分量。同样，iq和id分别代表dq坐标系中的电机的定子的q轴电流和d轴电流。也就是说，iq是dq坐标系的q轴上的电机的电流分量，而id是dq坐标系的d轴上的电机的电流分量。更进一步地，每个比例积分(pi)控制器接收比例增益kp和积分增益ki。
pi输出＝kpδ+ki∫δdt等式1，
其中δ是实际测量值(pv)距设置点(sp)的误差或偏差。
δ＝sp-pv等式2。
无传感器foc软件支持驱动两种类型的永磁同步电机(pmsm)，即，恒定气隙表面安装式磁体电机和具有可变磁阻的内部安装式磁体电机。图3a中示出了无传感器foc算法结构，其遵循级联控制结构，该无传感器foc算法结构具有外部速度恒定控制环路和内部电流控制环路，它们各自发挥变化电机绕组电压以在目标功率或目标速度下驱动电机的作用。速度恒定控制环路从例如外部信号发生器15(例如(通用异步接收器/发送器(uart)、变速泵(vsp)、频率和占空比))接收目标速度targetspeed。例如，外部信号发生器15可以被配置为基于针对设置电机的目标速度的一个或多个输入参数来生成外部数字或模拟信号15s，并且将电机的目标速度targetspeed提供给速度控制器12的速度斜率spdramprate块21。应当理解，目标速度targetspeed可以由另一源(诸如用作另一外部控制环路的另一控制器环路)提供，从而使速度控制环路成为中间控制环路。
速度控制器12计算遵循目标速度(targetspeed)所需的电机转矩。targetspeed是设置电机的目标速度的变量。当目标速度被设置时，目标速度是恒定值；该目标速度将根据速度斜率由速度斜率spramprate块21改变为倾斜上升值spdref。误差发生器22从通量估计器和锁相环(pll)单元43接收spdref信号和实际的(测量的)电机速度值motorspeed(即，估计速度)，并且生成速度误差errspeed，该速度误差是spdref信号和实际的(估计)电机速度之间的偏差。
pi补偿器23作用于误差errspeed。积分项迫使速度稳态误差为零，而比例项则改善了高频响应。pi补偿器增益kp和ki根据电机和负载特性进行调整，以满足目标动态性能。pi补偿器23的输出是转矩电流trqref，该转矩电流trqref可以维持电机速度spdref。限制功能块24对pi补偿器23的输出施加一个或多个限制功能。例如，限制功能块24对pi补偿器23的输出执行电机限制功能motorlim，以防止积分饱卷(integralwindup)并且维持电机电流在电机最大电流内。限制功能块24对pi补偿器23的输出执行低速限制功能lowspeedlim，以限制低速下的电机电流。限制功能块24对pi补偿器23的输出执行再生电流限制功能regenlim，以限制电机的再生电流。
当电流控制器13的电流环路驱动生成该转矩电流trqref所需的电机电流时，内部永磁体(ipm)控制器31被配置为基于ld和lq之差来将转矩电流trqref分为用于磁阻可变的内部安装式磁体电机的idref和iqref。对于恒定气隙的表面安装式磁体(smm)电机，iqref等于trqref，并且idref等于0。iqref是q轴上的电流命令(即，参考电流值)。换句话说，iqref是用于iq电流分量的目标电流值。同样，idref是用于id电流分量的目标电流的值(即，参考电流值)。ipm控制器31还接收磁场削弱电流idfwk，其基于fwkcurratio由限制功能块45限制。磁场削弱模块44基于vdq(其是vd和vq的平方根)和设置磁场削弱水平的fwkvoltlvl来计算通量削弱电流idfwk。对于所有内部永磁同步电机(ipmsm)和表面永磁同步电机(spmsm)，磁场削弱电流idfwk将被添加到ipm控制器31中的idref。
电流iq环路pi补偿器34(也称为iq控制器34)作用于iqref和iq之间的误差erriq。积分项迫使稳态误差为零，而比例项则改善了高频响应。pi补偿器增益kp和ki依据电机和负载特性进行调整，以满足目标动态性能。限制功能块36对pi补偿器34的输出施加一个或多个限制功能，以防止积分饱卷并且基于vdqlim来维持逆变器输出电压。
同样，电流id环路pi补偿器35(也称为id控制器35)作用于idref和id之间的误差errid。pi补偿器增益kp和ki也依据电机和负载特性进行调整，以满足目标动态性能，但是通常它们与电流iq环路pi补偿器34相同。限制功能块37对pi补偿器35的输出施加一个或多个限制功能，以防止积分饱卷并且基于vdqlim来维持逆变器输出电压。
正向矢量旋转单元38将正向矢量旋转施加到电流环路输出电压vd和vq，并且基于由通量估计器和pll单元43计算出的转子角来将电流环路输出电压vd和vq变换为两相ac电压分量vα和vβ。空间矢量脉冲宽度调制器39接收两相ac电压分量vα和vβ，并且基于vα和vβ电压输入和svpwm来生成逆变器切换信号(即，从电机控制器6输出的pwm控制信号的六个路径)。然后，栅极驱动器7基于pwm控制信号来开启/关断相应的功率晶体管3。pwmfreq将pwm控制信号的频率提供给空间矢量脉冲宽度调制器39。在检测到故障的情况下，fault将故障信号提供给空间矢量脉冲宽度调制器39。
电流控制器13的电流环路计算逆变器电压，以驱动生成期望转矩所需的电机电流。相电流重构电路40使用单分流重构来针对每个相应相位u，v和w重构相电流iu，iv和iw中的每个相电流。具体地，相电流重构电路40在pwm周期的有效矢量期间测量分流电阻器中的dc链路电流。在每个pwm周期中，都有两个不同的有效矢量，并且每个有效矢量中的dc链路电流代表一个电机相位上的电流。第三相电流值的计算是可能的，因为在平衡条件下，所有三个绕组电流的总和为零。
磁场定向控制(foc)使用clarke变换单元41的clarke变换对三相电流施加alpha-beta变换，以得出alpha电流iα和beta电流iβ。foc还使用矢量旋转单元42处的矢量旋转(即，坐标旋转数字计算机旋转)将使用α电流iα和β电流iβ的电机绕组电流变换为两个准dc电流分量，即，增强或削弱转子磁场的id电流分量以及生成电机转矩的iq电流分量。
两个误差发生器(例如，减法器)32和33分别生成误差值erriq和errid。具体地，误差发生器32从ipm控制块31接收参考电流值iqref作为设置点(sp)值，并且从矢量旋转单元42接收iq电流值作为实际测量值(pv)，并且生成误差值erriq。同样地，误差发生器33从ipm控制块31接收参考电流值idref(即，d轴上的参考电流值)作为设置点(sp)值并且从矢量旋转单元42接收id电流值作为实际测量值(pv)，并且生成误差值errid。
典型地，来自速度控制器的转矩参考电流trqref通过ipm控制块31根据电机电感ld，lq的差分为iqref和idref。iqref和idref代表目标电流。通常，对于smm电机，idref为零或对于ipm电机，idref为负值，其缩放至转矩电流trqref。然而，高于一定速度(称为基本速度)时，逆变器输出电压会受到dc总线电压的限制。在这种情况下，磁场削弱控制器44生成负id加上与转矩参考电流分开的id，以与降低卷绕反电动势(emf)的转子磁场相对。这使得能够以较高的速度但以较低的转矩输出进行操作。磁场削弱模块44用于调整id电流，以将电机电压幅度维持在总线电压限制之内。
转子磁体位置估计器包括通量估计器和pll43。通量估计器和磁通pll运行以便检测转子位置并且测量正在运行的电机的电机速度。基于反馈电流(即，使用α电流iα和β电流iβ)、估计电压vα和vβ(基于dc总线反馈电压和调制指数)以及电机参数(电感和电阻)来计算通量。通量估算器的输出代表alpha-beta(固定正交坐标系，u相与alpha对齐)两相量中转子磁体通量。
通量估计器和pll43的角度和频率锁相环(pll)根据alpha-beta分量中的转子磁体通量矢量来估计通量角(即，估计转子角)和电机速度。pll的矢量旋转计算出转子通量角和估计角之间的误差。闭环路径中的pll的pi补偿器和积分器迫使角度和频率估计跟踪转子通量的角度和频率。根据转子极数从转子频率中得出电机速度。
当驱动内部永磁体(ipm)电机时，转子凸极性可以生成磁阻转矩分量，以增大由转子磁体产生的转矩。当驱动表面磁体电机(smm)时，凸极性为零(ld＝lq)，并且为了最大效率，id设置为零。在ipm电机的凸极性(ld<lq)为负的情况下，id会产生正磁阻转矩。最有效的操作点是对于给定电流幅度总转矩最大的时候。通过ipm控制块31，计算表面磁体电机(smm)和内部永磁体(ipm)电机的最有效的操作点。
应当理解，所示的速度常数控制器12和电流控制器13仅说明了一种示例配置，并且不限于此。例如，一般而言，速度常数控制器12配置有速度控制环路，该速度控制环路基于目标速度targetspeed来输出转矩电流trqref。另外，电流控制器13被配置为基于从速度常数控制器12输出的转矩电流trqref来计算用于驱动电机的电压和电流信息。具体地，电流控制器13确定定子的q轴电压vd和d轴电压vq、以及定子的q轴电流iq和d轴电流id。
在传统断电重启动方法中，控制器跟踪反电动势，以便确定电机是否正在转动，如果是，则确定转动方向。传统断电重启动序列开始在自举电容器的充电阶段完成之后。在传统断电重启动期间，iqref和idref两者都设置为0(禁用速度调节器)，同时通量pll尝试锁定到实际电机速度(motorspeed)和转子角(rotorangle)。断电重启动时间由tcatchspin参数定义。一旦经过断电重启动时间，就通过“directstartthr”参数值检查所计算的电机速度。如果电机速度大于或等于“directstartthr”参数值，则起动正常速度控制，当前电机速度将成为初始速度参考，并且还设置为速度斜坡起始点。依据设定目标速度，电机将减速(经由再生成的制动)或加速以达到期望速度。如果电机速度小于“directstartthr”参数值，则电机状态变为“anglesensing”状态。
在其中电机以与期望方向相同的方向自旋的正向断电重启动序列期间，没有注入电机电流。在经过断电重启动时间tcatchspin之后，假设块43的通量pll锁定到实际电机速度，则该实例下的电机速度成为初始速度参考，并且成为速度斜率spdramprate块21使用的速度斜坡参考spdref的起始点。电机继续加速或减速，从而遵循速度斜坡参考spdref以达到设定的目标速度targetspeed。
在其中电机以与期望方向相反的方向自旋的反向断电重启动序列期间，没有注入电机电流。在经过tcatchspin时间之后，电机仍以高于再生成速度阈值(regenspdthr)的速度沿相反方向自旋，因此，受regenlim参数中定义的值限制的注入转矩迫使电机经由再生成的制动减速。一旦反向自旋电机的速度降到低于再生成速度阈值(regenspdthr)，注入转矩就受到motorlim(regenlim≤motorlim)的限制。注入转矩迫使电机停止并且沿期望自旋方向开始加速，从而遵循速度斜坡参考spdref以达到设定的目标速度targetspeed。
所描述的实施例试图改善永磁同步电机无传感器foc控制中的断电重启动功能的性能。为了实现这一点，电机控制器6被配置为在重新发起闭环电流控制之前(即，在重新接合电流控制环路13之前)识别正在运行的电机的基于实时的电机反向电动势(cemf)或反电动势(bemf)。
图3b是根据一个或多个实施例的具有由电机控制器实现的断电重启动方法的电机控制算法300b的示意性框图。电机控制算法300b包括添加到电机控制算法300a的块46，47，48，49，50和900。下文对这些附加块的细节进行描述。图3中所有其他块的功能可以以与图3a中的块的功能相同。
电机控制算法300b包括单锁相环(pll)900，其从cemf采样电路获得线到线电压uv的电压信号vadc，并且计算线到线电压uv的频率、角度和幅度。
断电重启动控制器49被配置为在断电重启动过程中生成逻辑信号。当进入断电重启动过程(对应于图10中的阶段①)时，断电重启动控制器49起动断电重启动计时器以监测断电重启动时间。附加地，在阶段①处，由pll900计算出的频率和角度用来初始化通量估计器和pll43和开环转子角计算单元50。可以看出，块43和50两者都从pll900接收频率和角度信息。
用频率和角度初始化通量估计器和pll43使得通量估计器和pll43能够在图10的阶段③中输出正确转子角。用频率和角度初始化开环转子角计算单元50使得开环转子角计算单元50能够计算用于在图10的阶段②中用于断电重启动模式下的开环控制的预角度preanglebyuv。预角度preanglebyuv是初始角度，其用于累积进入断电重启动过程时要使用的初始频率。
另外，当进入断电重启动过程时，电流iq环路pi补偿器34由通过pll900生成的幅度信号进行初始化，并且电流id环路pi补偿器35由0初始化。电流iq环路pi补偿器34和电流id环路pi补偿器35的这种初始化是将第一逆变器输出电压匹配到cemf或bemf。在进入断电重启动的点，断电重启动控制器49生成信号1并且将其输出到控制开关48，以耦合到开环转子角计算单元50。通过这样做，正向矢量旋转单元38被耦合到开环转子角计算单元50，以在图2的阶段②中接收用于开环控制的预角度preanglebyuv。
当进入断电重启动过程时，断电重启动控制器49还生成信号2并且将其输出到控制开关46和47。具体地，断电重启动控制器49控制开关46和47以连接到零块zb1和zb2，使得误差发生器32和33分别耦合到其上。通过这样做，使iqref和idref等于0，从而有效禁用经由用于断电重启动过程的速度控制环路12进行的速度控制，并且确保了在断电重启动过程中仅使用了经由电流控制环路13进行的电流控制。
当完成开环控制(即，图10中的阶段②)时，其对应于等于或大于图10中所示的时间间隔t1的断电重启动时间并且在图13的操作1325(操作1325)(即，已经经过了时间间隔t1)中进一步被指示出，断电重启动控制器49生成并且输出信号1以改变开关48的位置，使得开关48被耦合到通量估计器和pll43，从而发起闭环控制。
当闭环控制(即，图10中的阶段③)在经过图10中所示的时间间隔t2时完成并且在图13的操作1350和1360中被进一步指示出时，断电重启动控制器49控制开关46和47以连接到ipm控制块31，以便恢复正常运行状态，其包括重新启用速度控制环路12。
图3c是根据一个或多个实施例的具有由电机控制器实现的另一断电重启动方法的电机控制算法300c的示意性框图。电机控制算法300c包括添加到电机控制算法300a的块46，块47，块49，块50，块51，块52，块53和块900。下文对这些附加块的细节进行描述。图3c中所有其他块的功能与图3a中的块的功能相同。
电机控制算法300c包括单锁相环(pll)900，其从cemf采样电路获得线到线电压uv的电压信号vadc，并且计算线到线电压uv的频率、角度和幅度。
电压分量处理块53接收从pll900输出的幅度和角度，并且基于从pll900输出的幅度和角度来计算两相ac电压分量vα'和vβ'。
断电重启动控制器49被配置为生成用于实现断电重启动过程的逻辑信号。当进入断电重启动过程时(对应于图11中的阶段①)，断电重启动控制器49起动断电重启动计时器以监测断电重启动时间，并且电压分量处理块53基于从pll900输出的幅度和角度来计算vα′和vβ′。另外，当进入断电重启动过程时，断电重启动控制器49生成并且输出信号1以控制开关50，51和52的状态。具体地，开关52被打开以禁用空间矢量脉冲宽度调制器39的pwm输出。附加地，开关50和51被控制为分别被耦合到从电压分量处理块53输出的电压分量vα′和vβ′。
当进入断电重启动过程时，断电重启动控制器49还生成并且输出信号2以控制开关46和47。具体地，断电重启动控制器49控制开关46和47以连接到零块zb1和zb2，使得误差发生器32和33分别与之耦合。这样做，使iqref和idref等于0，从而有效禁用经由用于断电重启动过程的速度控制环路12进行的速度控制，并且确保了在断电重启动过程中仅使用了经由电流控制环路13进行的电流控制。
在图11的阶段②(即，由时间间隔t1定义的同步时段)中，所有块状态维持为在图11的阶段①中的初始化。结果，因为从空间矢量脉冲宽度调制器39中没有输出pwm，所以α电流iα和β电流iβ也为零。
在经过由断电重启动时间定义的时间间隔t1时，同步时段(即，图11中的阶段②)完成。这可以被描述为在图14中的操作1410中，断电重启动时间等于或大于断电重启动时间t1。在经过时间间隔t1时，对应于闭环控制的时间间隔t2开始。为了启用闭环控制，断电重启动控制器49生成并且输出信号1，以将开关50，51和52的开关状态改变为它们的交替切换位置。具体地，开关50和51将正向矢量旋转单元38的输出(即，vα和vβ)连接到通量估计器和pll43，并且闭合开关52以重新启用空间矢量脉冲宽度调制器39的pwm输出，以实现闭环控制。具体地，当闭环控制开始时，电流iq环路pi补偿器34由通过pll900生成的幅度信号vθ进行初始化，并且电流id环路pi补偿器35由0初始化。电流iq环路pi补偿器34和电流id环路pi补偿器35的这种初始化将第一逆变器输出电压匹配到bemf或cemf。
当闭环控制(即，图10中的阶段③)在经过由监测的断电重启动时间定义并且对应于图14中的操作1435的时间间隔t2期满时完成，断电重启动控制器49控制开关46和47以连接到ipm控制块31，以便恢复正常运行状态，其包括重新启用对应于图14中的1445的速度控制环路12。
电机控制器6在执行断电重启动功能之前获得电机的cemf或bemf，并且确定cemf或bemf的角度、频率和幅度。为了感测cemf或bemf，使用cemf/bemf采样电路。cemf/bemf采样电路包括运算放大器，其输入通过高电阻器网络连接到两个电机相电压端子。应当理解，cemf和bemf可以在本文中互换使用。
图4是根据一个或多个实施例的cemf采样电路400的示意图。具体地，cemf采样电路400的运算放大器61集成在电机控制器ic6内。图5是根据一个或多个实施例的cemf采样电路500的示意图。具体地，cemf采样电路500的运算放大器61在电机控制器ic6的外部。否则，cemf采样电路400和500相同，并且使用相同的附图标记进行描述。
cemf采样电路400和500被配置为对电机m的两个电机相的线到线电压进行采样。例如，cemf采样电路400和500通过电机线对线电压对cemf进行采样，因此可以使用线到线电压uv，vw和wv中的任一线到线电压。在该示例中，uv电压用于解释的目的。然而，可以替代地使用vw电压或wv电压。
cemf采样电路400和500各自包括两个输入62和63，每个输入本身连接到电机的不同电机相电压端子。由于正在测量uv电压，所以输入62耦合到逆变器1或电机m的v相电压(即，图2b中所示的vo电压)，并且输入63耦合到逆变器1或电机m的u相电压(即，图2b所示的uo电压)(参阅图2b)。运算放大器61可以是运算跨导放大器(ota)，并且被配置为执行v相电压和u相电压的差分采样，以便采样两个电机相的线到线电压。换句话说，运算放大器61用作差分放大器。运算放大器61向采样和保持电路(s/h)64提供输出信号vout(即，代表cemf的模拟值)，其从采样的两个电机相的线到线电压导出。
采样和保持电路64采样并且保持运算放大器61的输出电压vout，并且将输出电压vout提供给模数转换器(adc)65。adc65将运算放大器61的输出电压转换为数字值vadc用于进一步信号处理，其中数字值vadc代表cemf(或bemf)。
cemf采样电路400和500还包括差分采样电路，该差分采样电路包括电阻器网络和电容器c1。电阻器网络将输入62和63连接到运算放大器61。电阻器网络包括如图所示耦合在一起的电阻器r1，r2，r3，r4和r5。差分采样电路还包括用作积分电容器的电容器c1。可以选择电阻器的电阻值，使得r1＝3*r3；r2＝1.5*r3；r1//r2＝r3；并且r4＝r5。本文中，“r1//r2”代表(r1+r2)/(r1*r2)的总有效电阻，其等于r3。结果，基于电阻器网络的运算放大器61的增益g为r3/r4，并且输出电压vout＝g*(uv)，其代表通过增益g调整的线到线电压uv。adc65的输出vadc是vout的数字值。
在执行断电重启动功能之前确定cemf有助于建立逆变器1的输出电压的初始值，因此可以将逆变器1的输出电压匹配到cemf。这样，逆变器1的输出电压和cemf之间没有差异，电机转子绕组上没有电压，因此没有过电流。实施例可以快速通断动作的情况下实现电机高速断电重启动功能，该快速通断动作是传统永磁同步电机无传感器foc控制所不能实现的。当与在相同电机速度情况下的传统断电重启动动作方法相比较时，由所述实施例产生的断电重启动电流比传统方法的断电重启动电流小得多。
cemf采样电路400和500可用于图3b中描述的第一断电重启动方法和用于图3c中描述的第二断电重启动方法。具体地，adc65的输出vadc作为输入提供给pll900。
接下来，解释pmsm电机的转子角与其uv电压角之间的关系。图6示出了pmsm坐标变换。dq坐标中的转子零位置与d轴对齐。另外，下文在等式3中提供电压等式，下文在等式4中提供通量等式，并且，使用等式4而再次在等式5中提供电压等式。
vq和vd分别代表dq坐标系中的电机的定子的q轴电压和d轴电压。也就是说，vq是dq坐标系的q轴上的电机的电压分量，vd是dq坐标系的d轴上的电机的电压分量。同样地，iq和id分别代表dq坐标系中电机的定子的q轴电流和d轴电流。也就是说，iq是dq坐标系的q轴上的电机的电流分量，id是dq坐标系的d轴上的电机的电流分量。
当电机自由运行并且没有pwm控制信号时(例如，当开启/关断开关52打开时)，iq和id为零，则vd＝0，并且
根据等式7，等式6可以被变换为具有转子旋转角的三相静态坐标。
也就是说：
可以从上述等式8中看出转子角与u角之间的关系，其中u相电压为uo，如图2b所示。
图7a和图7b是根据一个或多个实施例的u相电压的转子角和u角的波形图。因此，图7a和图7b示出了转子角和u角度之间的关系。如图7a和图7b所示，转子零位置位于uo的负过零点，而无论转子是沿顺时针(cw)方向还是逆时针(ccw)方向旋转。
图8a和图8b是根据一个或多个实施例的转子角和uv电压波的波形图。由于uv电压比uo电压高30度，因此转子零位置位于uv角的-150度。
所描述的实施例的断电重启动方法包括：通过单锁相环(pll)确定线到线电压(例如，uv电压)的角度、频率和幅度，如参考图9所描述的。无论转子是cw还是ccw旋转，uv角都会一直增加。
可以从uv电压波中观察到转子频率和位置角。还可以从uv电压波中观察到cemf的幅度、频率和相位。
所描述的实施例的断电重启动方法包括：对转子角和频率进行初始化以匹配uv角和uv频率，以确保输出电压的角度和频率匹配到cemf角度和频率。
所描述的实施例的断电重启动方法包括：将d轴电流环路积分初始化为0，并且将q轴电流环路积分初始化为uv幅度除以sqrt(3)，以确保输出电压的幅度匹配到cemf幅度。uv幅度除以sqrt(3)，因为内部输出电压被缩放为uo电压(即，到中性点的相电压)。
当电机顺时针(cw)运行时：
转子角＝(uv角+150度)
转子频率＝uv频率
d轴电流环路积分＝0
q轴电流环路积分＝uv幅度/sqrt(3)
当电机逆时针(ccw)运行时：
转子角＝-(uv角+150度)
转子频率＝-uv频率
d轴电流环路积分＝0
q轴电流环路积分＝-uv幅度/sqrt(3)
图6、图7a、图7b、图8a和图8b中描述的原理可用于图3b中描述的第一断电重启动方法并且可用于图3c中描述的第二断电重启动方法。
图9是根据一个或多个实施例的pll900的示意性框图。pll900是单相系统(即，单锁相环)，并且被配置为从cemf采样电路400/500接收代表cemf的线到线电压(例如，uv电压)，并且由此确定线到线电压的角度、频率和幅度。具体地，pll900接收cemf采样电路400/500的adc65的输出vadc作为用于确定线到线电压的角度、频率和幅度的输入电压。
pll900包括相位检测器(pd)901，其被配置为从压控振荡器(vco)903接收电压vadc作为pll的参考信号和反馈角信号vθ。该反馈角信号vθ分别由sin块94和cos块95转换为正弦信号pllsin和余弦信号pllcos。信号spll由乘法器76生成，并且是输入电压信号vadc的估计器信号。当pll900处于稳定状态时，信号spll与信号vadc相同。
误差信号errphase是块71的输出，其从vadc减去spll。信号errphase包括vadc和spll之间的相位和幅度差。相位检测器(pd)901的输出信号vcp是误差信号，该误差信号是误差信号errphase和从vco903输出的信号pllcos的乘积。误差信号errphase还通过乘法块73与正弦信号pllsin相乘，并且经由相位检测器积分块74和75生成输入电压vadc的估计幅度vm。块74提供积分系数，而块75执行积分。在乘法器76处将估计幅度vm乘以正弦信号pllsin生成输入电压vadc的估计信号spll。估计幅度vm也代表线到线电压uv的幅度，从而提供线到线电压uv的幅度值。
pll900还包括环路滤波器(lf)902和压控振荡器(vco)903。pd901的输出信号vcp被馈送到环路滤波器902。比如，该环路滤波器902可以是pi控制器，其确定pll的带宽并且为vco903提供控制电压vctrl。kp81是比例系数，而ki82是环路滤波器902的积分系数，它们应用于输出信号vcp。块83是积分器。求和块84被配置为将环路滤波器902的比例值和积分值相加。环路滤波器902的输出vctrl是输入电压信号vadc的角度频率(ω)。
vco903基于控制电压vctrl来调整其输出(例如，其相位)，该控制电压取决于由pd901所生成的误差信号vcp。例如，如果来自vco903的相位落后于参考信号vadc的相位，则pd901改变vco903的控制电压，使得其加速。同样，如果相位前进至超过参考信号vadc的相位，则pd901改变控制电压以减慢vco903。积分块91被配置为将角度频率(ω)改变为角度(θ)。mod块93被配置为通过除以从模块92接收的2*pi并且计算余数和角度值θ来将角度θ限制在0到2*pi。然后，mod块93的输出是输入电压vadc的角度vθ，其从0到2*pi改变。如上所述，sin块94和cos块95分别生成角度为vθ的正弦信号pllsin和余弦信号pllcos。
因此，vco903生成周期性振荡器信号vθ，并且pd901经由spll将该信号的相位与输入周期性信号(即，参考信号vadc)的相位进行比较，从而调整vco903的输出vθ以保持相位匹配。振荡器信号vθ也代表线到线电压uv的角度，从而提供线到线电压uv的角度值。
在稳定状态下，信号spll和vadc的相位被“锁定”(或实现了锁定的稳定状态)，并且信号spll的相位，包括幅度，与参考信号vadc的相位和幅度同步。将输入和输出相位保持在锁定步骤还意味着保持输入频率和输出频率相同。
pll900还包括元件904，其接收从环路滤波器902输出的控制电压vctrl。信号vctrl也是输入电压vadc的角度频率(ω)。元件904被配置为将vctrl信号除以2*pi，以便生成输入电压vadc的频率vf。因此，元件904将输入电压vadc的角度频率(ω)转换为输入电压vadc的频率。频率vf也代表线到线电压uv的频率，从而提供线到线电压uv的频率值。
具体地，依据输入电压频率和幅度特性来调整积分系数kd(块74)、比例系数kp(块81)和积分系数ki(块82)，以满足目标动态性能。
单个pll900可用于图3b和图3c中描述的断电重启动方法。
图10是根据一个或多个实施例的对应于图3b所示的电机控制算法300b的断电重启动方法的时序图。该时序图示出了在电机的运行-停止-运行序列期间的电机的实际电机速度、线到线电压uv、以及u相电流iu的波形。可以看出，在发起停止操作之后，发起第二运行操作，但是根据实际电机速度波形，电机仍在旋转。
图10中所示的断电重启动序列包括四个阶段(即，四个阶段断电重启动序列)。
首先，如阶段①所示，图3b中的块43被初始化为转子的角度和频率，块34的q轴环路积分被初始化为幅度除以sqrt(3)，并且块35的d轴环路积分被初始化为零。
由锁相环900确定线到线电压(例如，uv电压)的角度、频率和幅度总是在断电重启动过程的四个阶段中的任一阶段执行。换句话说，pll900在控制器6通电的任何时间，计算输入电机线到线cemf的幅度、频率和uv角。
可以从uv电压波中观察到转子频率和位置角度。还可以从uv电压波中观察到cemf的幅度、频率和角度。
对转子角(preangle)和频率(prefrequency)进行初始化包括设置转子角和频率以匹配uv角和uv频率，以确保输出电压的角度和频率匹配到cemf角度和频率。
另外，pi控制器35处的d轴电流环路积分(currentintegd)被初始化为0，pi控制器34处的q轴电流环路积分(currentintegq)被初始化为uv幅度除以sqrt(3)，以确保输出电压的幅度匹配到cemf幅度。
另外，图3b中的开关46和47分别连接到两个零块zb1和zb2，以确保在整个断电重启动时段(阶段①，②和③)期间仅启用电流控制环路(即，禁用速度控制环路)，并且iqref和idref被设置为零。
其次，如阶段②所示，开环控制有效，并且由通过单个pll900所生成的幅度、角度和频率进行初始化。图3b中的通量估计器和内部pll块43也被启用，但未使用其输出。在该阶段中，idref和iqref也被设置为0。
阶段②的持续时间为时间间隔t1，并且它是可配置的。
第三，如阶段③所示，通过经由图3b中的开关48将角度源切换至通量估计器和内部pll43，开环控制切换为闭环控制。在该阶段中，idref和iqref也设置为0。
阶段③的持续时间是时间间隔t2，其也是可配置的。
第四，如阶段④所示，通过经由图3b中的开关46和47将iqref和idref切换到ipm控制块31，电机控制器6切换到正常运行状态，从而结束断电重启动序列。
图11是根据一个或多个实施例的对应于图3c所示的电机控制算法300c的断电重启动方法的时序图。该时序图示出了在电机的运行-停止-运行序列期间电机的实际电机速度、线到线电压uv、以及u相电流iu的波形。可以看出，在发起停止操作之后，发起第二运行操作，但是根据实际电机速度波形，电机仍在旋转。
断电重启动序列包括四个阶段(即，四个阶段断电重启动序列)。
首先，如阶段①所示，图3c中的开关46和47分别连接到两个零块zb1和zb2，以确保在整个断电重启动时段(阶段①，②和③)中仅启用电流控制环路(即，禁用速度控制环路)，并且iqref和idref设置为零。
另外，图3c中的开关52在阶段①和②中打开以禁用空间矢量脉冲宽度调制器39的pwm输出。
另外，通量估计器和pll43的输入在阶段①和②中经由图3c中的开关50和51从vα和vβ切换到vα'和vβ'。
其次，如阶段②所示，pll900计算输入电机线到线cemf的幅度、频率和uv角。电压分量处理块53使用从pll900输出的幅度和频率来计算vα’和vβ’。该阶段确保了估计的转子角追踪实际电机转子角。在该阶段中，idref和iqref也设置为0。
由pll900对线到线电压(例如，uv电压)角度、频率和幅度的确定总是在断电重启动过程的四个阶段中的任一阶段期间执行。换句话说，在控制器6通电的任何时间，pll900计算输入电机线到线cemf的幅度、频率和uv角。
可以从uv电压波中观察到转子频率和位置角。还可以从uv电压波中观察到cemf的幅度、频率和相位。
同步时段阶段②的持续时间是时间间隔t1，并且它是可配置的。
第三，如阶段③所示，通过经由图3c中的开关50和51将通量估计器和pll43的输入从vα’和vβ’切换到vα和vβ，同步时段切换到闭环控制，并且通过闭合图3c中的开关52来启用空间矢量脉冲宽度调制器39的pwm输出。在该阶段中，idref和iqref也设置为0。
另外，pi控制器35处的d轴电流环路积分(currentintegd)被初始化为0，并且pi控制器34处的q轴电流环路积分(currentintegq)被初始化为uv幅度除以sqrt(3)，以确保当从阶段②进入阶段③时，逆变器输出电压的幅度匹配到cemf幅度。
闭环控制阶段③的持续时间为时间间隔t2，并且它是可配置的。
第四，如阶段④所示，通过经由图3c中的开关46和47将iqref和idref切换到ipm控制块31，电机控制器6切换到正常运行状态，从而结束断电重启动序列。
图12是根据一个或多个实施例的使用断电重启动方法的电机起动操作1200的流程图。电机控制器6使用cemp采样电路400或500执行uv电压采样(操作1205)。输出电压vadc提供给单锁相环900，该单锁相环900计算uv幅度、uv频率和uv角(操作1210)，并且进行到起动或停止控制操作1215。
如果操作1215未接收到起动命令，则过程流程进行到停止状态操作1240，并且该过程在操作1245处结束。如果操作1215接收到起动命令，则过程流程进行到uv幅度比较操作1220。
通常，起动命令通过uart或vsp信号传送到电机控制器6。
如果通过uart传送起动命令，则在控制器6通电之后，电机控制器6等待uart起动命令来起动电机。电机不会起动，直到图2a中的电机控制致动器100通电之后并且直到控制器6接收到uart起动命令为止。
如果通过vsp传送起动命令，则通常在电机控制器6通电的同时接收到起动命令。当图2a中的电机控制致动器100通电时，vsp信号通常输出起动信号，并且当电机控制致动器100通电时，电机控制器6也通电。然后，如果通过vsp传送起动命令，则电机将在电机控制致动器100通电之后立即起动。
在操作1220中，uv幅度(vm)与幅度阈值ampth相比较，并且比较结果(y或n)确定另一过程流程路径(操作1300/1400或操作1225)。如果uv幅度(vm)小于或等于幅度阈值ampth，则过程流程进行到操作1225，其中电机直接起动而无需断电重启动。当使用自举栅极驱动器时，执行bts_change1225以对自举电容器充电(针对u，v和w相)。在配置的pwm时段内充电后，过程流程进行到1230，其中在1230中，控制状态直接变为正常运行状态，然后进行到1235。
另一方面，如果uv幅度(vm)大于幅度阈值ampth，则过程流程进行到操作1300/1400，其中电机使用上文所描述的断电重启动技术中的一种断电重启动技术以断电重启动模式起动。1300代表图3b中描述的断电重启动方法，而1400代表图3c中描述的断电重启动方法。在完成断电重启动之后，通过经由图3b或图3c中的开关46和47将iqref和idref切换到ipm控制块31的输出，电机控制器6切换到正常运行状态，并且电机起动操作被认为完成(操作1245)。
电机起动操作1200可用于图3b和图3c中描述的两种方法。
图13是根据一个或多个实施例并且具体地根据电机控制算法300b的电机启动操作1200的断电重启动方法1300的流程图。在操作1301中，在电机起动操作1200中的操作1220中的结果为正(y)之后，发起断电重启动方法。在操作1305中，断电重启动控制器49开始以pwm周期来对断电重启动操作时间进行计数，并且继续在断电重启动过程期间监测断电重启动操作时间。
如果尚未执行阶段①中所有控制环路状态的初始化，则断电重启动控制器49将断电重启动初始化标志catchspinbyuvflag设置为0，如果阶段①的所有控制环路状态的初始化已完成，则设置为1。当断电重启动初始化标志catchspinbyuvflag等于0时，则过程流程在操作1310之后进行到操作1315，以初始化用于断电重启动序列的所有控制环路状态，然后进行到操作1320，以操作图3b中的通量估计器和pll43。否则，断电重启动初始化标记catchspinbyuvflag设置为1，然后流程在操作1315之后直接进行到操作1320。
如果断电重启动操作时间不等于或大于时间间隔t1，则流程在操作1325之后进行到操作1330。操作1330是对应于图10中的阶段②的开环阶段。本文中，rotorangle由初始化的preanglebyuv和rtrfreqbyuv生成。在操作1315中，对preanglebyuv进行初始化，并且在操作1315中，由init_pllbyuv函数对rtrfreqbyuv进行初始化。preanglebyuv和rtrfreqbyuv的初始化值来自从图12中的操作1210获得的uv电压角度和频率。具体地，在图10中的断电重启动起动时间(阶段①)处捕获preanglebyuv和rtrfreqbyuv的值。在断电重启动过程期间rtrfreqbyuv根本不会被改变，并且在操作1345中，preanglebyuv将rtrfreqbyuv累积或添加到其初始值。在1330之后，流程进行到操作1340，在此期间，电机控制算法300b在电流控制环路13中运行，其中通量估计器和pll43通过开关48断开并且速度控制环路12通过开关46和47断开。通量估计器和pll43在操作1320期间和之后继续运行，然而，它不包括在操作1340中。
如果断电重启动操作时间等于或大于时间t1，则流程在操作1325之后进行到操作1335。本文中，输入到块38的转子角rotorangle切换为磁通转子角flx_rotor_angle，其从图3b中的块43输出，该块43对应于图10中的阶段③。换句话说，提供给块38的转子角从块50提供的初始预角度切换到块43提供的转子角。在1335之后，流程进行到操作1340，在此期间，电机控制算法300b在电流控制环路13中运行，其中通量估计器和pll43通过开关48被连接并且速度控制环路12通过开关46和47被断开。块43在操作1320期间和之后运行，但不用于执行操作1340。
操作1345旨在通过rtrfreqbyuv累积preanglebyuv用于开环过程(即，图10中的阶段②)，但是它在整个断电重启动过程中操作。在操作1350中，断电重启动控制器49确定断电重启动过程是否完成。如果断电重启动操作时间等于或大于时间t2，则断电重启动过程完成，流程进行到操作1360，其中电机控制算法跳转至正常运行状态。否则，流程进行到操作1355，并且保留在断电重启动过程中。
当在操作1315中对断电重启动模式进行初始化时，对init_speed_controller函数、init_pllbyuv函数、flux_estimatorbyuv函数、init_currintegbyuv和preanglebyuv进行初始化。初始化过程对应于图10中描述的四个断电重启动序列的阶段①。init_speed_controller对图3b中的速度控制器12的块21和23的值进行初始化。init_pllbyuv和flux_estimatorbyuv对图3b中的块43的值进行初始化。init_currintegbyuv对图3b中电流控制器13的块34和35进行初始化。preanglebyuv在图10的阶段①获得uv电压角，并且在图10的阶段②期间基于该值来执行开环控制。
对init_speed_controller进行初始化包括：对图3b中的块23的积分进行清零，从而将trqref设置为0。这确保了电流控制器13的输入转矩电流在断电重启动过程中为零。
对init_pllbyuv进行初始化包括：经由vadc将块43的内部pll中的转子角和转子频率设置为采样的cemf的角度和频率。具体地，在该函数中，通过cemf频率对rtrfreqbyuv进行初始化。
对init_flux_estimatorbyuv进行初始化包括：在块43中经由vadc通过采样的cemf的角度和幅度来对flx_alpha和flx_beta积分进行初始化。
init_pllbyuv和init_flux_estimatorbyuv全部包括在图3b的块43中。
对init_currintegbyuv进行初始化包括：根据cemf的幅度来设置pll900的输出电压vm的幅度。具体地，q轴电流环路积分(currentintegq，块34)初始化为uv幅度vm除以sqrt(3)，以确保输出电压的幅度匹配到cemf幅度。d轴电流环路积分(currentintegd，块35)初始化为0。
当断电重启动时间短于预先确定的时间间隔t1(参阅操作1325和1330)时，电机控制器6在进入断电重启动模式时使用cemf角和cemf频率来构造要输入到块38中的转子角，而非使用块43的内部pll输出。本文中，预先确定的时间间隔是可配置的。
当断电重启动时间大于或等于预先确定的时间间隔t1时，电机控制器6将转子角切换到要输入到块38中的块43的内部pll输出。
因此，该技术确保块43的内部pll和通量估计器需要足够时间来稳定。在时间t2之后，电机控制器6切换到正常运行状态(参阅由操作1350，1355和1360组成的控制环路)。断电重启动操作被认为在操作1365完成。
鉴于以上内容，所描述的实施例提供了对用于高电机速度断电重启动技术的cemf的角度、频率和幅度的访问，并且有助于避免过电流。在断电重启动的初始阶段中，转子角由cemf角和cemf频率构成。此后，转子角的来源从1330(由1345中的cmef角度preanglebyuv和cmef频率rtrfreqbyuv计算)切换到1335(通量估计器和pll43在它们稳定时的输出)。
另外，操作1335将开关46和47从图3b中的块31断开，并且将开关46和47连接到两个零块zb1和zb2。
另外，操作1360将开关46和47连接到图3b中的块31，以恢复正常运行状态。
图14是根据一个或多个实施例并且具体地根据电机控制算法300c的电机起动操作1200的断电重启动方法1400的流程图。在操作1405中，断电重启动控制器49开始以pwm周期对断电重启动操作时间进行计数，并且继续在断电重启动过程期间监测断电重启动操作时间。如果在操作1405中由断电重启动控制器49计数的断电重启动操作时间不大于时间t1，则流程在操作1410之后进行到操作1415。
在操作1415中，计算vα’和vβ’。然后，在操作1420中，vα’和vβ’被馈送到块43以估计转子角。在操作1420中，块39的pwm输出被禁用。在1420之后，流程进行到操作1455，该操作对应于通量估计器和pll43用于估计转子角和频率的操作，然后流程进行到操作1430，该过程1430由图3c中的电流控制器13执行。通量估计器和pll43在操作1455期间和操作1455之后继续运行，但是不用于执行操作1430。该过程对应于图11中的阶段①和②。
如果断电重启动操作时间等于或大于时间t1，则流程在操作1410之后进行到操作1425。在操作1425中对电流环路块34和块35的积分进行初始化。图3c中的通量估计器和pll43的输入从vα′和vβ′切换到vα和vβ，并且在操作1425中启用块39的pwm输出。在1425之后，流程进行到操作1455，该操作1455对应于通量估计器和pll43用于估计转子角和频率，然后，流程进行到操作1430，该操作1430由图3c中的电流控制器13执行。这个过程对应于图11中的阶段③。
在操作1435中，断电重启动控制器49确定断电重启动过程是否完成。如果断电重启动等于或大于时间t2，则断电重启动过程完成，并且流程进行到操作1445并且跳转至正常运行状态。否则，流程进行到操作1440，并且保持在断电重启动过程中。
另外，在操作1440中，开关46和47从图3c中的块31断开，并且连接到两个零块zb1和zb2。
另外，在操作1445中，开关46和47连接到图3c中的块31，以恢复正常运行状态。
下文提供了附加实施例。
1.一种电机控制致动器，其被配置为驱动具有无传感器磁场定向控制(foc)的永磁同步电机(pmsm)，该电机控制致动器包括：采样电路，其被配置为在pmsm旋转的同时测量pmsm的反向电动势(cemf)或反电动势(bemf)，并且基于测量的cemf或测量的bemf来生成测量信号；锁相环(pll)，其被配置为接收测量信号并且从测量信号中提取测量的cemf或测量的bemf的幅度和角度；以及电机控制器，其包括电流控制器，该电流控制器被配置为生成用于驱动pmsm的控制信号，该电流控制器被配置为基于估计的转子角来生成第一两相交流(ac)电压分量的集合，基于幅度和角度来生成第二两相ac电压分量的集合，基于第一两相ac电压分量的集合来生成用于驱动pmsm的控制信号，其中电流控制器被配置为执行用于在pmsm旋转的同时重新起动pmsm的断电重启动序列，该断电重启动序列包括同步时段和闭环控制时段，其中在同步时段期间，电机控制器被配置为基于第二两相ac电压分量的集合来估计第一转子角，其中电流控制器使用第一转子角与pmsm的转子角同步，并且其中在闭环控制时段期间，电机控制器被配置为基于第一转子角并且基于第一两相ac电压分量的集合来估计第二转子角，其中电流控制器使用第二转子角与pmsm的转子角同步。
2.实施例1的电机控制致动器，还包括多相逆变器：其被配置为基于控制信号来向pmsm提供多个相电压，其中多相逆变器包括多个逆变器支路，每个逆变器支路包括提供多个相电压中的一个相电压的输出，其中采样电路耦合到多相逆变器的第一输出以接收第一相电压，并且耦合到多相逆变器的第二输出以接收第二相电压，并且采样电路被配置为基于第一相电压和第二相电压来测量线到线电压，其中测量的cemf或测量的bemf对应于测量的线到线电压。
3.实施例2的电机控制致动器，其中采样电路被配置为通过预先确定的增益来调整测量的线到线电压，以生成调整后的线到线电压，并且将调整后的线到线电压数字转换为测量信号。
4.实施例3的电机控制致动器，其中测量的cemf或测量的bemf的幅度和角度分别是测量的线到线电压的幅度和角度。
5.实施例1的电机控制致动器，其中电机控制器还包括：速度常数控制器，其包括被耦合到电流控制器的电流控制输入的速度控制输出，其中速度常数控制器被配置为基于目标速度来调节pmsm的电机速度，其中在整个断电重启动序列期间，电机控制器被配置为禁用速度常数控制器。
6.实施例5的电机控制致动器，其中在闭环控制时段后的断电重启动序列的完成时，电机控制器被配置为启用速度常数控制器。
7.实施例5的电机控制致动器，其中电流控制器包括内部永磁体(ipm)控制器，其被配置为从速度控制输出接收转矩电流，并且将转矩电流分为用于q轴电流分量的第一目标电流和用于d轴电流分量的第二目标电流，其中电机控制器配置为在整个断电重启动序列期间将第一目标电流和第二目标电流设置为零。
8.实施例7的电机控制致动器，其中在闭环控制时段后的断电重启动序列的完成时，电机控制器被配置为使得ipm控制器能够基于转矩电流来生成第一目标电流和第二目标电流。
9.实施例1的电机控制致动器，其中电流控制器包括q轴电流分量比例积分补偿器，其在进入断电重启动序列的闭环控制时段时由幅度初始化，以及d轴电流分量比例积分补偿器，其在进入断电重启动序列的闭环控制时段时由零初始化。
10.实施例1的电机控制致动器，其中pll包括相位检测器、受控振荡器、以及耦合在相位检测器和受控振荡器之间的环路滤波器，其中相位检测器被配置为接收测量信号作为用于pll的参考信号，并且基于测量信号来生成误差信号，其中环路滤波器被配置为接收误差信号，并且生成用于受控振荡器的控制电压，其中受控振荡器被配置为基于控制电压来生成角度，并且其中相位检测器被配置为从受控振荡器接收角度作为反馈角度信号，并且基于反馈角度信号来生成幅度。
11.实施例10的电机控制致动器，其中相位检测器被配置为基于测量信号和反馈角度信号来生成误差信号。
12.实施例1的电机控制致动器，其中电流控制器包括内部永磁体(ipm)控制器，其被配置为生成用于q轴电流分量的第一目标电流和用于d轴电流分量的第二目标电流，并且电机控制器被配置为在整个断电重启动序列期间将第一目标电流和第二目标电流设置为零。
13.实施例1的电机控制致动器，其中：在同步时段期间，电机控制器被配置为禁用控制信号，并且在闭环控制时段期间，电机控制器被配置为启用控制信号。
14.实施例1的电机控制致动器，其中电机控制器被配置为在第一预先确定的时间间隔内执行同步时段，并且在第二预先确定的时间间隔内执行闭环控制时段。
虽然已经描述了各种实施例，但是对于本领域普通技术人员而言明显的是，在本公开的范围内，更多的实施例和实现方式是可能的。因而，除了根据所附权利要求及其等同物之外，本发明不受限制。关于由上文所描述的部件或结构(组件、设备、电路、系统等)执行的各种功能，除非另有说明，否则用于描述这种部件的术语(包括对“器件”的引用)旨在对应于执行所描述的部件的指定功能的任何部件或结构(即，在功能上等同)，即使在结构上不等同于在本文中所示出的本发明的示例性实现方式中执行该功能的所公开的结构。
更进一步地，以下权利要求在此并入具体实施方式中，其中每个权利要求可以单独作为单独示例实施例。尽管每个权利要求可以单独作为单独示例实施例，但是应当指出，尽管从属权利要求在权利要求中可以是指与一个或多个其他权利要求的特定组合，但是其他示例实施例还可以包括从属权利要求与每个其他从属或独立权利要求的主题的组合。除非指出没有特定组合，否则在本文中提出了这种组合。更进一步地，意图是将权利要求的特征也包括到任何其他独立权利要求中，即使没有直接依据独立权利要求做出该权利要求。
还应当指出，说明书或权利要求书中公开的方法可以由具有用于执行这些方法的各个动作中的任一动作的器件的设备来实现。
进一步地，应当理解，说明书或权利要求书中公开的多个动作或功能的公开内容不能被解释为在特定次序内。因此，多个动作或功能的公开内容不会将它们限于特定次序，除非由于技术原因而导致这些动作或功能不可互换。更进一步地，在一些实施例中，单个动作可以包括或可以分成多个子动作。除非明确排除，否则这种子动作可以包括在该单个动作的公开内容内，并且是该单个动作的公开内容的一部分。
根据某些实现方式的要求，本文中所提供的实施例可以以硬件或软件来实现。可以使用具有电子可读控制信号存储在其上的数字存储介质(例如，软盘、dvd，蓝光、cd、ram、rom、prom、prom、eprom、eeprom、或flash存储器)执行该实现方式，控制信号与可编程计算机系统配合(或能够配合)，使得执行相应方法。因此，数字存储介质可以是计算机可读的。
指令可以由一个或多个处理器执行，诸如一个或多个中央处理器(cpu)、数字信号处理器(dsp)、通用微处理器、专用集成电路(asic)、现场可编程逻辑阵列(fpga)、或其他等同的集成或分立逻辑电路。因而，如本文中所使用的，术语“处理器”是指前述结构或适合于实施本文中所描述的技术的任何其他结构中的任一个。另外，在一些方面中，可以在专用硬件和/或软件模块内提供本文中所描述的功能。此外，该技术可以在一个或多个电路或逻辑元件中完全实现。
因此，本公开中所描述的技术可以至少部分地以硬件、软件、固件或它们的任何组合来实现。例如，所描述的技术的各个方面可以在一个或多个处理器内实现，该一个或多个处理器包括一个或多个微处理器、dsp、asic或任何其他等同的集成或分立逻辑电路、以及这些部件的任何组合。
包括硬件的控制单元还可以执行本公开中所描述的一种或多种技术。这样的硬件、软件和固件可以在同一设备内或在单独的设备内实现以支持本公开中所描述的各种技术。软件可以存储在非暂态计算机可读介质上，使得该非暂态计算机可读介质包括存储在其上的程序代码或程序算法，程序代码或程序算法当被执行时使得计算机程序执行方法的步骤。尽管已经公开了各种示例性实施例，但是对于本领域技术人员而言明显的是，在不脱离本发明的精神和范围的情况下，可以做出实现本文中所公开的概念的一些优点的各种改变和修改，。对于本领域技术人员而言明显的是，执行相同功能的其他部件可以被适当地替换。应当理解，在不脱离本发明的范围的情况下，可以利用其他实施例，并且可以做出结构或逻辑改变。应当提及，即使在未明确提及的特征中，参考特定附图解释的特征也可以与其他附图的特征组合。对一般发明构思的这种修改旨在由所附权利要求书及其合法等同物覆盖。
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