混合开关移相控制防反灌的充电装置的制作方法

本实用新型涉及开关电源的技术领域，尤其涉及一种混合开关移相控制防反灌的充电装置。

背景技术：

随着用电设备的发展与普及，对充电设备的需求也越来越大，而不同类型的用电设备的充电电压范围不一致，为解决这一问题，在业界使用宽电压输出范围的充电桩设备，如输出调节范围200vdc～750vdc，输出330vdc～750vdc/20kw，为输出电压调节较宽、可满足200vdc～750vdc及较宽恒功率范围，又对dc/ac逆变电路中的变压器副边改进增加一个辅助绕组，依据副边输出高低电压的需要通过开关来控制是否切入副边绕组。该技术的变压器需要增加辅助绕组，效率为此有所降低、成本上升，此辅助绕组仅当串联到副边才有用，不串入时悬空无作用。辅助绕组将导致磁件设计选型上需加大绕线空间，磁件的尺寸相对更大；而在副边输出采用两个直流模块串联和并联相互切换来实现宽范围电压调节，会缺少妥善的防反灌功能，为实现防反灌功能还需要在输出部分增加一个防反灌的二极管，另外是通态损耗大或动态响应速度偏低，还存在可靠性隐患、成本较高。

因此，如何提供一种宽范围输出电压且防反灌的高效充电方案是本领域亟待解决的技术问题。

技术实现要素：

本实用新型提供一种混合开关移相控制防反灌的充电装置，以解决现有技术中宽电压输出范围的充电设备存在可靠性隐患、成本较高的技术问题。

本实用新型提供一种混合开关移相控制防反灌的充电装置，包括：直流模块、二极管、功率开关管、继电器；其中，

所述直流模块，包括：第一直流模块及第二直流模块；所述第二直流模块的正极端与所述第一直流模块的负极端之间连接混合开关，所述第一直流模块的正极端与所述第二直流模块的负极端作为输出端；所述混合开关由所述功率开关管与继电器并联构成；

所述二极管，包括：第一二极管、第二二极管及第三二极管；所述第一二极管的阳极连接至所述第二直流模块的正极端，阴极连接至所述第一直流模块的正极端；所述第二二极管的阳极连接至所述第二直流模块的负极端，阴极连接至所述第一直流模块的负极端；所述第三二极管的阴极连接至所述第一直流模块的负极端，阳极连接至所述混合开关，所述混合开关的另一端连接至所述第二直流模块的正极端，整体构成混合开关移相控制防反灌的充电输出电路。

进一步地，其中，所述功率开关管，为金氧半场效晶体管mosfet，所述金氧半场效晶体管mosfet的漏极/d极接所述第二直流模块的正极端，所述金氧半场效晶体管mosfet的源极/s极接所述第三二极管的阳极。

进一步地，其中，所述功率开关管，为绝缘栅双极型晶体管igbt，所述绝缘栅双极型晶体管igbt的集电极/c极接所述第二直流模块的正极端，所述绝缘栅双极型晶体管igbt的发射极/e极接所述第三二极管的阳极。

进一步地，其中，该充电装置还包括：混合开关驱动信号；所述绝缘栅双极型晶体管igbt的驱动信号低电位与绝缘栅双极型晶体管igbt的发射极/e极相连，所述绝缘栅双极型晶体管igbt的栅极/g极驱动信号高电位端相连接；所述继电器的控制线包一端接控制地电位，另一端接继电器线包的驱动信号。

进一步地，其中，所述第一直流模块及第二直流模块，为高频星型逆变整流的直流模块，包括：原边输入电路和副边输出电路，所述原边输入电路和副边输出电路之间通过变压器连接；

所述原边输入电路，包括大于或等于两路并联的llc谐振输入电路，所述llc谐振输入电路，包括：两个谐振开关、耦合电感、谐振电容及变压器的原边；所述耦合电感、谐振电容及变压器的原边绕组起始端串联后，在所述耦合电感一端串联至两个所述谐振开关之间；在所述高频星型连接的llc谐振输入电路中，所述变压器的原边绕组终止端相连接构成星型连接点；

所述副边输出电路，包括大于或等于两路并联的llc谐振输出电路，所述llc谐振输出电路，包括：所述变压器的变压器副边输出电路，所述变压器副边输出电路，包括：变压器的副边及电源全波整流输出端，所述变压器的副边并联后连接至所述电源全波整流输出端。

进一步地，其中，在所述原边输入电路中，两个所述谐振开关中的一个接地。

进一步地，其中，在所述llc谐振输出电路中，所述变压器的一条副边两侧分别设置有防反灌的直流模块二极管。

进一步地，其中，在所述llc谐振输出电路中，所述电源全波整流输出端前端设置有电解电容。

本实用新型的混合开关移相控制防反灌的充电装置，相对于现有技术，无需增加变压器副边的辅助绕组，可以充分加大副边绕组的有效线径，降低损耗，效率较高；采用功率管和继电器移相控制，在继电器实现零电压闭合和断开时，充电桩模块稳态工作在两个输出模块相串联时，继电器触点工作在吸合导通状态，继电器通态损耗相对于高压开关管如高压mosfet或高压igbt等的通态损耗都会相对小很多，因此提升了充电装置的效率。

无需变压器副边的辅助绕组，选用同样副边线径或输出功率条件时可以选择更小的磁芯，所需空间较小，减小了体积；采用功率管和继电器移相控制，比采取多个功率管并联实现同样损耗和散热所需散热器体积较小；通过采取开关管与继电器相并联组成的混合开关以及对开关管与继电器采取移相控制策略，可以确保继电器主触点闭合和脱开工作在零压状态，彻底规避如仅使用继电器脱开时易拉弧和吸合时易打火的问题，还能规避出现粘连的可靠性问题，显著地提升了可靠性。在两个输出模块串联或并联时都具有完善的防反灌功能。

采用功率管和继电器并联组成的混合开关以及对功率管和继电器的开通和关断采取移相控制策略，比采取较多的功率mosfet并联或单个更大功率管且相当导通电阻的mosfet以实现同样通态损耗时的成本要低得较多，如典型的大电流50a继电器的接触电阻约1mω～2mω，如大电流85a@25℃的高压mosfet的通态电阻约30mω@25℃；如大电流150a高压igbt的饱和压降也约有1.8v@25℃,igbt的并联，主要利于损耗的均摊，于总的损耗减少基本不明显，可降低单个igbt的热应力。无需增加额外的防反灌二极管，故为实现防反灌功能的成本也相对较低，从而降低了总的成本。

附图说明

为了更清楚地说明本实用新型实施例的技术方案，下面将对本实用新型实施例的描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本实用新型的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为现有技术中副边增加辅助绕组的充电桩模块电路的结构示意图；

图2为副边两个直流模块串并联切换的充电桩模块电路的结构示意图；

图3为本实用新型实施例中一种混合开关移相控制的宽范围输出电压且防反灌的高效充电桩装置的电路结构示意图；

图4为本实用新型实施例中混合开关移相控制防反灌的充电装置的第一直流模块和第二直流模块并联防反灌功能示意图；

图5为本实用新型实施例中混合开关移相控制防反灌的充电装置的第一直流模块和第二直流模块串联防反灌功能示意图；

图6为本实用新型实施例中混合开关移相控制防反灌的充电装置中移相混合开关控制时序图示意图；

图7为本实用新型实施例中混合开关移相控制防反灌的充电装置的一种具体应用示意图；

图8为本实用新型实施例中一种混合开关移相控制防反灌的充电装置的控制方法的流程步骤示意图。

具体实施方式

下面将结合本实用新型实施例中的附图，对本实用新型实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本实用新型一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本实用新型中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本实用新型保护的范围。

如图1所示，现有技术中副边增加辅助绕组的充电桩模块电路中，通过切换副边辅助绕组n1的方式来实现宽范围电压输出，当输出电压较低范围内，s3接通b点，副边辅助绕组n1不被接入副边绕组，当输出当输出电压较低范围内，s3接通a点，副边辅助绕组n1被接入副边绕组，副边等效绕组为绕组n1与绕组n2串联；此技术方案需要额外增加一个辅助绕组n1，绕组n1需满足串联模式下输出最大电流以及最大电压的需要，因而绕组本身需要占用较大的变压器空间，需加大变压器尺寸，降低了变压器的效率，增加了成本。

如图2所示，为副边两个直流模块串并联切换的充电桩模块电路的结构示意图，采用串并联切换方式，通过控制k1的开关来实现两个模块的串并联，当k1导通时两个模块为串联，利于实现输出较高电压，而k1断开时两个模块为并串联，利于实现输出较低电压，此电路在串联工作模式下，需要在输出端增加一个防反灌的二极管，在并联工作时此二极管同样流过输出大电流，从而损耗加大，为此需要较大的散热器；另外是k1如采用单一开关，采用半导体开关，动态切换速度快，但通过大电流时损耗大，效率低，或者需要通过增加较大成本，通过选用特低导通电阻或电压的功率，或者通过采用多个并联方式以降低损耗和分摊散热，该技术成本较高，或同时占用的空间较大，散热器体积较大；如采用单一继电器开关则动态相应速度慢，高压大电流断开时存在拉弧的隐患，一定压差且电流较大时闭合易因继电器触点接触打火而导致触点粘连的隐患，可靠性低。

如图3至7所示所示，图3为本实施例中一种混合开关移相控制的宽范围输出电压且防反灌的高效充电桩装置的电路结构示意图；图4为本实施例中混合开关移相控制防反灌的充电装置的第一直流模块和第二直流模块并联防反灌功能示意图；图5为本实施例中混合开关移相控制防反灌的充电装置的第一直流模块和第二直流模块串联防反灌功能示意图；图6为本实施例中混合开关移相控制防反灌的充电装置中移相混合开关控制时序图示意图；图7为本实施例中混合开关移相控制防反灌的充电装置的一种具体应用示意图。

两个直流输出模块作为输出，由开关管和继电器并联构成混合开关，对开关管和继电器的开通和关断采取移相控制方式以实现很小的通态损耗并确保继电器主触点吸合和脱开工作在零电压模式，由开关管和继电器组成的混合开关的开通和关断来控制两个模块的串联和并联，在开关管和继电器并联构成的混合开关上再串入一个二极管，用于在两个直流输出串联工作模式下的防输出反灌功能，可有效解决现有技术中存在的问题，具有防反灌、高效率、散热器小、成本较和及可靠性高等优势。

具体地，该混合开关移相控制防反灌的充电装置，包括：直流模块、二极管、功率开关管、继电器；其中，直流模块，包括：第一直流模块及第二直流模块；第二直流模块的正极端与第一直流模块的负极端之间连接混合开关，第一直流模块的正极端与第二直流模块的负极端作为输出端；混合开关由功率开关管与继电器并联构成。

二极管，包括：第一二极管、第二二极管及第三二极管；第一二极管的阳极连接至第二直流模块的正极端，阴极连接至第一直流模块的正极端；第二二极管的阳极连接至第二直流模块的负极端，阴极连接至第一直流模块的负极端；第三二极管的阴极连接至第一直流模块的负极端，阳极连接至混合开关，混合开关的另一端连接至第二直流模块的正极端，整体构成混合开关移相控制防反灌的充电输出电路。

在功率开关管导通或继电器闭合时两个直流模块输出为串联模式；功率开关管断开且或继电器断开时两个直流模块输出为并联模式。两个直流模块输出为串联模式下，与由功率开关管和继电器并联构成的混合开关相串联的第三二极管实现串联模式下防反灌功能。两个直流模块输出为并联模式下，两个模块的正端与正端之间连接的第一二极管和两个模块的负端与负端之间连接的第二二极管实现两个模块的防反灌功能。

在一些可选的实施例中，功率开关管，为金氧半场效晶体管mosfet，金氧半场效晶体管mosfet的漏极/d极接第二直流模块的正极端，金氧半场效晶体管mosfet的源极/g极接第三二极管的阳极。

在一些可选的实施例中，功率开关管，可以为绝缘栅双极型晶体管igbt，绝缘栅双极型晶体管igbt的集电极/c极接第二直流模块的正极端，绝缘栅双极型晶体管igbt的发射极/e极接第三二极管的阳极。

在一些可选的实施例中，还包括：混合开关驱动信号；绝缘栅双极型晶体管igbt的发射极/e极与电阻的一端、继电器的输出端及第三二极管的阳极相连接，同时与绝缘栅双极型晶体管igbt的栅极驱动信号的低电位端相连接；电阻的另一端与绝缘栅双极型晶体管igbt的栅极/g极相连，同时与绝缘栅双极型晶体管igbt的驱动信号高电位端相连接；继电器的控制线包一端接控制地电位，另一端接继电器控制线包的驱动信号。

在一些可选的实施例中，第一直流模块及第二直流模块，为高频星型逆变整流的直流模块，包括：原边输入电路和副边输出电路，原边输入电路和副边输出电路之间通过变压器连接。

原边输入电路，包括大于或等于两路并联的llc谐振输入电路，llc谐振输入电路，包括：两个谐振开关、耦合电感、谐振电容及变压器的原边；耦合电感、谐振电容及变压器的原边绕组起始端串联后，在耦合电感一端串联至两个谐振开关之间；在高频星型连接的llc谐振输入电路中，变压器的原边绕组终止端相连接构成星型连接点。在原边输入电路中，两个谐振开关中的一个接地。

副边输出电路，包括大于或等于两路并联的llc谐振输出电路，llc谐振输出电路，包括：变压器的变压器副边输出电路，变压器副边输出电路，包括：变压器的副边及电源全波整流输出端，变压器的副边并联后连接至电源全波整流输出端。在llc谐振输出电路中，变压器的一条副边两侧分别设置有防反灌的直流模块二极管，电源全波整流输出端前端设置有电解电容。

参考图7，适用于一种移相混合开关控制两个高频星型逆变整流的直流模块输出且防反灌的充电桩模块电路，输入为相串联的两路vi/400vdc，额定输出为400vdc/50a的充电桩模块电路，通过混合开关控制模块a输出voa和模块b输出vob的串联或并联方式，加上数字控制对于模块a输出电压voa和模块b输出电压vob的调节，可实现总的输出vo从200vdc到1000vdc宽范围电压调节。

充电桩模块电路整体包括电路相同的模块a和模块b两个模块、用于防反灌的三个二极管和移相控制的混合开关igbt管和继电器以及负载；具体的，模块a电路构成如下：

第一原边输入电路包含第一开关s2和第二开关s3，其中第三开关s3接地,第二开关s2和第三开关s3与第一谐振电感l1的一端连接，第一谐振电感l1的另一端与第一谐振电容c1的一端连接，第一谐振电容c1的另一端与第一变压器t1的原边绕阻的一端连接。

第二原边输入电路包含第四开关s4和第五开关s5，其中第五开关s5接地,第四开关s4和第五开关s5与第二谐振电感l2的一端连接，第二谐振电感l2的另一端与第二谐振电容c2的一端连接，第二谐振电容c2的另一端与第二变压器t2的原边绕阻的一端连接。

第三原边输入电路包含第六开关s6和第七开关s7，其中第七开关s7接地,第六开关s6和第七开关s7与第三谐振电感l3的一端连接，第三谐振电感l3的另一端与第三谐振电容c3的一端连接，第三谐振电容c3的另一端与第三变压器t3的原边绕阻的一端连接。

第一变压器t1原边绕阻的另一端与第二变压器t2原边绕阻另一端和第三变压器t3原边绕阻的另一端相连，构成第一星型连接点。

第一变压器副边、第二变压器副边、第三变压器副边、第四二极管vd4、第五二极管vd5、第六二极管vd6、第七二极管vd7、第八二极管vd8、第九二极管vd9和第七电解电容c7构成副边高频星型全波整流电路,模块a输出电压voa。

模块b电路与模块a电路原理和元件相同，仅元件位号上有差异，模块b输出电压vob，具体参见图7。

模块b输出vob的负端与第二极管vd2的阳极相连，第二极管vd2的阴极与模块a输出voa的负端相连；模块b输出vob的正端与第一二极管vd1的阳极、第一开关管s1/igbt的集电极/c极和继电器k1的一端相连；第一二极管vd1的阴极和模块a输出voa的正端相连；第一开关管s1/igbt的发射极/e极与第一电阻r1的一端、继电器k1的另一端和第三二极管vd3的阳极相连，同时与第一开关管s1/igbt的栅极驱动信号的低电位端s1_drv_gnd相连；第三二极管vd3的阴极与模块a输出voa的负端相连；第一电阻r1的另一端与第一开关管s1/igbt的栅极/g极相连，同时与第一开关管s1/igbt的驱动信号高电位端s1_drv相连；继电器k1的控制线包一端接控制地电位k1_drv_gnd，继电器k1的控制线包的另一端接驱动信号k1_drv。

模块a输出voa的正端为总的输出电压vo的正端，与负载的正端相连；模块b输出vob的负端为总的输出电压vo的负端，与负载的负端相连。

接着对本实施例的原边驱动时序进行说明，第一原边输入电路、第二原边输入电路、第三原边输入电路形成第一高频星型llc谐振变换连接，第四原边输入电路、第五原边输入电路、第六原边输入电路形成第二高频星型llc谐振变换连接，每一个星型连接的三个桥臂，其驱动信号相位相差120度，同一桥臂上下管相位相差180度；而两个不同的星型连接，三个桥臂的上管与对应上管之间，下管与对应下管之间的驱动信号相位相同，具体实施例中，即第一桥臂与第四桥臂上下管的驱动信号相同，或称桥臂的相位相同，第二桥臂与第五桥臂的相位相同，第三桥臂与第六桥臂的相位相同。本实施模块a和模块b的原边输入为400vdc，原边第一桥臂、第二桥臂和第三桥臂的输入都接在400vdc和地电位之间，原边第四桥臂、第五桥臂和第六桥臂的输入都接在地电位和-400vdc之间。

同时，副边混合开关的移相控制时序需要满足下述要求：模块a输出和模块b输出由并联模式向串联模式切换时，开关管s1/igbt和继电器k1构成的混合开关控制时序须保证开关管s1/igbt的导通超前时间δt1于继电器k1触点闭合，以确保继电器k1的零电压闭合，控制时序如图6所示，在此具体实施例中，δt1可取0.2μs。

模块a输出和模块b输出由串联模式向并联模式切换时，开关管s1/igbt和继电器k1构成的混合开关控制时序须保证开关s1/igbt的断开滞后δt2于继电器k1触点的断开，以确保继电器k1的零电压断开，控制时序如图6所示,在此具体实施例中，δt2可取25ms。

同时，模块a输出和模块b输出电压可在200vdc～560vdc范围内调节，此实用新型电路的总的输出电压可在200vdc～1000vdc的宽范围内调节，200vdc～1000vdc的调节范围已满足目前充电桩模块的调节范围需求。

如图8所示，为本实施例中一种混合开关移相控制防反灌的充电装置的控制方法的流程步骤示意图，可通过上述的混合开关移相控制防反灌的充电装置来实现，具体包括如下步骤：

步骤801、将第二直流模块的正极端与第一直流模块的负极端之间连接混合开关，混合开关由功率开关管与继电器并联构成；第一直流模块的正极端与第二直流模块的负极端作为输出端，整体构成混合开关移相控制的充电输出电路。

步骤802、将二极管连接至混合开关移相控制的充电输出电路，二极管，包括：第一二极管、第二二极管及第三二极管；第一二极管的阳极连接至第二直流模块的正极端，阴极连接至第一直流模块的正极端；第二二极管的阳极连接至第二直流模块的负极端，阴极连接至第一直流模块的负极端；第三二极管的阴极连接至第一直流模块的负极端，阳极连接至混合开关，混合开关的另一端连接至第二直流模块的正极端，整体构成混合开关移相控制防反灌的充电输出电路。

步骤803、控制功率开关管的导通时间超前于继电器触点闭合预设超前时间，确保继电器的零电压闭合，将第一直流模块和第二直流模块由并联模式切换为串联模式。

步骤804、控制功率开关管的断开时间滞后于继电器触点断开预设滞后时间，确保继电器的零电压断开，将第一直流模块和第二直流模块由串联模式切换为并联模式。超前时间可以为0.2μs；滞后时间可以为25ms。

综上所述，本实施例的电路采用一种混合开关移相控制的两个高频星型逆变整流的直流模块输出且防反灌的充电桩模块电路，可实现宽范围输出电压调节，降低通态损耗，提升效率，降低成本或体积，降低热应力，也可很大程度地提升可靠性。

以上所述仅为本实用新型的典型实施方式，如上述第一至第六原边输入电路也可以采取两个星型连接的原边输入全部接+400vdc方式连接；或如上述模块a和模块b的原边输入和逆变以及整流也可以是半桥拓扑或全桥拓扑。

本领域普通技术人员可以理解实现上述实施例方法中的全部或部分流程，是可以通过计算机程序来指令相关的硬件来完成，的计算机程序可存储于一非易失性计算机可读取存储介质中，该计算机程序在执行时，可包括如上述各方法的实施例的流程。其中，本申请所提供的各实施例中所使用的对存储器、存储、数据库或其它介质的任何引用，均可包括非易失性和/或易失性存储器。非易失性存储器可包括只读存储器(rom)、可编程rom(prom)、电可编程rom(eprom)、电可擦除可编程rom(eeprom)或闪存。易失性存储器可包括随机存取存储器(ram)或者外部高速缓冲存储器。作为说明而非局限，ram以多种形式可得，诸如静态ram(sram)、动态ram(dram)、同步dram(sdram)、双数据率sdram(ddrsdram)、增强型sdram(esdram)、同步链路(synchlink)dram(sldram)、存储器总线(rambus)直接ram(rdram)、直接存储器总线动态ram(drdram)、以及存储器总线动态ram(rdram)等。

所属领域的技术人员可以清楚地了解到，为了描述的方便和简洁，仅以上述各功能单元、模块的划分进行举例说明，实际应用中，可以根据需要而将上述功能分配由不同的功能单元、模块完成，即将装置的内部结构划分成不同的功能单元或模块，以完成以上描述的全部或者部分功能。

以上实施例仅用以说明本实用新型的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本实用新型进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本实用新型各实施例技术方案的精神和范围，均应包含在本实用新型的保护范围之内。