用于无线电力传输设备的阻抗调谐装置和方法以及整流器电路

1.本发明涉及阻抗调谐，更具体地，涉及一种用于无线电力传输设备的阻抗调谐装置和方法以及整流器电路。


背景技术：

2.无线电力传输(wpt)已经成为实现物联网(iot)应用的自我可维持电子装置操作的最有前途的解决方案之一。随着连接的无线传感器网络(wsn)数量的增加和普及以及数据管理的能力的增强，可以在诸如环境、天气预报、生物医学治疗和安全的各种应用中实现智能监控。这样的wsn中的装置(例如，传感器装置和路由装置)通常具有作为它们的主要电源的电池。随着这样的装置的普及，电池更换和维护可能变得困难并且成本高昂，尤其在这样的传感器用在远程位置或永久嵌入在刚性结构中的情况下。wpt技术适于延伸和延长这样的装置的电池寿命，减少电池更换和维护的需要。wpt系统通过以电磁(em)波的形式无线地传输能量以供这样的装置接收和使用来运行。由于em波的穿透特性，wpt系统非常适合为那些以其他方式难以到达并且需要定期启动和询问的传感器供电。
3.图1示出了示例传统传感器系统100。其包括用于接收rf功率信号(由“p
rf”标记)的天线110、用于将接收到的rf功率信号转换为第一直流(dc)信号(由“p
dc1”标记)的整流器120、用于将第一dc信号的电荷存储在能量存储元件(例如，可充电锂离子电池或超级电容器，未示出)中的、具有升压转换器(未示出)的电源管理(pm)模块130以及由从用于传感器数据通信的能量存储元件提取的第二dc信号(由“p
dc2”标记)供电的传感器节点140。在该系统100中，rf到dc的转换效率是决定传感器节点140可用能量的量、pm模块130的能量存储元件的充电持续时间和传感器节点140的性能的重要因素。传统的整流器设计无法在宽的输入功率范围实现高的转换效率。另外，pm模块130和传感器节点140的动态特性导致整流器120的负载条件变化，这可能会降低整体性能。
4.美国专利公开号：2018/0062419a1、2015/0372541a1和us2018/0062418a1提供了不同的阻抗调谐解决方案。但是，它们具有较差的性能。
5.期望提供一种阻抗调谐装置和方法以及整流器电路，其解决现有技术的至少一个缺点和/或为公众提供有用的选择。


技术实现要素：

6.根据一个方面，提供了一种用于无线电力传输设备的阻抗调谐装置，该装置包括：被布置为电耦接到负载的整流器电路；以及被配置为检测来自负载的负载反射信号的反射功率的幅度的反射功率检测器；整流器电路的输入阻抗被配置为基于检测到的反射功率的幅度被调谐。
7.描述的实施例是特别有益的。通过基于检测到的反射功率的幅度来调谐整流器电路的输入阻抗，可以根据需要(包括例如改变输入功率和负载条件)调谐整流器电路的整流
性能。整流器电路可以作为无线供电解决方案的一部分来实现，以提高各种iot应用中的传感器节点的无线电力传输效率。这对于传感器节点设置在远程位置或嵌入在电池更换和维护可能具有挑战性的刚性结构中的应用来说特别的需要，并且这种无线供电解决方案可以解决这样的问题。
8.阻抗调谐装置可以进一步包括控制器，控制器被配置为根据检测到的反射功率的幅度确定偏置电压；并且进一步被配置为基于确定的偏置电压来调谐输入阻抗。优选地，整流器电路可以包括第一整流器，第一整流器被配置为接收交流(ac)信号并且进一步被配置为将ac信号转换为与负载反射信号相对应的第一直流(dc)信号。
9.第一整流器可以包括第一变容二极管，第一变容二极管被布置为响应于与检测到的反射功率相关的第一整流器偏置信号而调谐第一整流器的输入阻抗。第一变容二极管的这种布置是特别有益的。响应于第一整流器偏置信号，第一变容二极管基于检测到的反射功率来调谐第一整流器的输入阻抗。
10.优选地，第一整流器可以包括第一阻抗模式和第二阻抗模式，并且第一dc信号可以被布置为在第一阻抗模式和第二阻抗模式中的一种阻抗模式下被转换。第一整流器还可以包括不同于第一阻抗模式和第二阻抗模式的附加阻抗模式，从而实现输入阻抗以及由此第一dc信号的更宽和/或更精细的调整范围。
11.在这样的构造中，第一整流器可以被调谐从而以导致更低反射功率的输入阻抗操作，从而实现提高的rf
‑
dc效率。
12.控制器可以被配置为基于对第一阻抗模式和第二阻抗模式中的一种阻抗模式的确定来生成第一整流器偏置信号。
13.整流器电路可以进一步包括第二整流器，第二整流器被布置为将ac信号转换为与负载反射信号相对应的第二直接dc信号；阻抗调谐装置进一步包括被配置为将ac信号路由到第一整流器和第二整流器中的一个的开关。这是有益的，因为第一整流器和第二整流器中的一个可以导致更高的rf
‑
dc转换效率，并且可以被相应地选择来执行转换。rf开关有效地将ac信号路由或引导到第一整流器和第二整流器中的一个。
14.优选地，第二整流器可以包括第二变容二极管，第二变容二极管被布置为响应于与检测到的反射功率相关的第二整流器偏置信号而调谐第二整流器的输入阻抗。第二变容二极管的这种布置是特别有益的。响应于第二整流器偏置信号，第二变容二极管基于检测到的反射功率来调谐第二整流器的输入阻抗。
15.第二整流器可以包括第三阻抗模式和第四阻抗模式，并且第二dc信号可以在第三阻抗模式和第四阻抗模式中的一种阻抗模式下被转换。第二整流器还可以包括不同于第三阻抗模式和第四阻抗模式的附加阻抗模式，从而实现输入阻抗以及由此第二dc信号的更宽和/或更精细的调整范围。
16.优选地，控制器可以被配置为基于对第三阻抗模式和第四阻抗模式中的一种阻抗模式的确定来生成第二整流器偏置信号。
17.优选地，阻抗调谐装置可以进一步包括被配置为检测ac信号的供应功率的供应功率检测器，其中，开关可以被配置为基于检测到的供应功率将ac信号路由到第一整流器和第二整流器中的一个。这特别有用，因为第一整流器和第二整流器可以针对各个不同的输入功率范围被优化或调谐。通过检测供应功率，可以选择第一和整流器中的更合适的一个
来执行rf
‑
dc转换，以获得提高的转换效率。
18.根据第二方面，提供了一种用于无线电力传输设备的阻抗调谐方法，该方法包括：检测来自负载的负载反射信号的反射功率的幅度，负载耦接到整流器电路；以及基于检测到的反射功率的幅度调谐整流器电路的输入阻抗。
19.在第三方面，提供了一种用于无线电力传输设备的整流器电路，该整流器电路包括具有变容二极管的整流器，该变容二极管被配置为响应于整流器偏置信号而调谐整流器的输入阻抗。
20.在第四方面，提供了一种无线电力传输设备，该无线电力传输设备包括阻抗调谐装置、被布置为接收用于整流器电路的无线rf信号的无线接收器以及由整流器电路的输出供电的负载。
21.应设想，与一个方面相关的特征可以适用于其他方面。
附图说明
22.现在将参考附图在下文中描述示例实施例，其中，相同的部件由相同的附图标记表示。附图中：
23.图1示出传统的无线电力传输系统；
24.图2示出本发明的一个实施例的阻抗调谐装置；
25.图3a示出与图2系统的ac信号源和整流器相关联的rf开关；
26.图3b示出代表图2的系统的整流器中的任意一个的整流器的示意电路图；
27.图3c示出在图2系统中使用的供应功率检测器(或反射功率检测器)的示意电路图；
28.图3d示出图3c的供应功率检测器(或反射功率检测器)的输入功率到输出电压的线图；
29.图4示出使用具有不同负载阻抗和输入功率的图2的系统的阻抗测量的史密斯圆图；
30.图5示出对于图2的系统的整流器中的每一个的不同负载阻抗的整流器反射系数对输入功率的线图；
31.图6示出由图2的系统的微控制器(mcu)执行的方法的流程图；
32.图7示出使用根据图6的方法的整流器获得的rf
‑
dc效率对输入功率的线图；并且
33.图8是图2的变体的框图，其图示了包括一个整流器的阻抗调谐装置。
具体实施方式
34.图2示出了根据本公开的一个示例实施例的阻抗调谐系统(或阻抗调谐装置)200的示意图。系统或装置200包括定向耦合器210、供应功率检测器220、反射功率检测器230、射频(rf)开关240、信号整流部分(或整流器电路)250和微控制器(mcu)260。
35.定向耦合器210电耦接(在图2中表示为实的“功率流”线)到整流器电路250，以对来自整流器电路250的输入和反射信号进行采样。然后，输入和反射信号被馈送到电连接到定向耦合器210的供应功率检测器220和反射功率检测器230以输出对应的dc电压。
36.mcu 260通信地耦接(在图2中表示为虚的“信号流”线)到供应功率检测器220、反
射功率检测器230、rf开关240和整流器电路250。来自供应功率检测器220和反射功率检测器230的对应输出dc电压由mcu 260测量，并且代表入射和反射信号功率水平。基于输出dc电压，mcu 260经由rf开关240选择性地为来自整流器电路250的整流器251、252供电，并且调谐选择的整流器251、252的输入阻抗以与系统的特征阻抗进行匹配。这最小化了来自整流器电路250的反射信号，并且从而在宽输入功率范围以及负载条件下优化了包括rf
‑
dc转换效率的系统性能。
37.系统200与传感器节点(也称为“负载”)和天线(也称为“源”，未示出)相关联地使用。天线被布置为接收源供应信号(例如，射频ac信号)。可以使用其他类型的控制器代替mcu 260。
38.图2的上述描述提供了系统200的概览。系统200的每个部件在以下段落中参考(并且在适用的情况下，交叉参考)图2和图3a至图3d进一步描述。
39.参考图2，定向耦合器210具有耦合器输入端口211、耦合器输出端口212、耦合端口213和隔离端口214。定向耦合器210经由耦合器输入端口211从天线接收源供应信号。定向耦合器210被配置为对源供应信号进行采样以由供应功率检测器220进行检测。具体地，定向耦合器210被配置为将接收到的源供应信号分成预定比率(例如，1:1或9:1)的中间供应信号和样本供应信号，以分别经由耦合器输出端口212和耦合端口213输出。在本实施例中，中间供应信号和样本供应信号与源供应信号仅在幅度上不同。即，中间供应信号和样本供应信号是仅在幅度上与源供应信号不同的各个ac信号。耦合器输出端口212电连接到rf开关240。耦合端口213电连接到供应功率检测器220。在这样的构造中，定向耦合器210被布置为对应于源供应信号对中间供应信号进行采样，以提供样本供应信号以由供应功率检测器220进行检测。
40.供应功率检测器220具有电连接(或耦接)到耦合端口213的供应检测器输入端口221和电连接到mcu 260的供应检测器输出端口222。供应功率检测器220经由供应检测器输入端口221接收来自定向耦合器210的样本供应信号，并且检测接收到的样本供应信号的功率(称为“供应功率”)以生成供应功率检测信号。检测到的供应功率代表源供应信号的功率(称为“rf功率”)。供应功率检测器220经由供应检测器输出端口222将供应功率检测信号输出到mcu 260。在没有定向耦合器210的可替代的实施例中，供应功率检测器220可以被另外布置为检测可以用作中间供应信号的源供应信号。
41.rf开关240是基于mosfet的单刀双掷(spdt)开关，其具有电连接到耦合器输出端口212的开关输入端口241、电连接到信号整流部分250的第一开关输出端口242和第二开关输出端口243以及第一开关控制输入端口244和第二开关控制输入端口245。rf开关240可在第一开关状态和第二开关状态下操作。在第一开关状态(如图2所示)下，rf开关240将中间供应信号从开关输入端口241路由到第一开关输出端口242。在第二开关状态下，rf开关240将中间供应信号从开关输入端口241路由到第二开关输出端口243。rf开关240分别经由开关控制输入端口244、245接收开关控制信号，并且根据接收到的开关控制信号在第一开关状态和第二开关状态中的一个状态下操作。rf开关240在图3a中被示出为与源供应信号的源(由“s”标记)相关联。在本实施例中，系统200采用其中开关控制信号由mcu 260生成并提供给rf开关240的有源设计，这将在下面详细描述。在高隔离度、低插入损耗和低功耗的情况下，rf开关240可以根据开关控制信号在第一开关状态与第二开关状态之间有效地切换，
以将中间供应信号分别路由到第一整流器251和第二整流器252中的一个以进行信号整流。
42.信号整流部分250被配置为接收并整流中间供应信号，以生成待提供给负载的负载供应信号。在本实施例中，信号整流部分250包括第一整流器251和第二整流器252。
43.第一整流器251具有电连接到第一开关输出端口242的第一整流器输入端口251a以及电连接到mcu 260的第一整流器输出端口251b。当rf开关240处于第一开关状态(如图2所示)时，第一整流器251经由rf开关240从定向耦合器210接收中间供应信号。第一整流器251具有第一阻抗模式和第二阻抗模式，并且响应于中间供应信号而在第一阻抗模式和第二阻抗模式中的一种模式下将中间供应信号转换为第一直流(dc)信号。即，第一整流器251在其接收到中间供应信号时执行转换。换句话说，第一整流器251响应于ac信号而在第一阻抗模式和第二阻抗模式中的一种模式下将ac信号转换为第一dc信号。第一整流器251经由第一整流器输出端口251b将第一dc信号输出到mcu 260。在本实施例中，第一整流器251包括响应于第一整流器偏置信号而使第一整流器251在第一阻抗模式和第二阻抗模式中的一种模式下操作的第一变容二极管(图2中未示出)。第一整流器251进一步具有用于接收第一整流器偏置信号的第一整流器控制输入端口251c。在本实施例中，第一阻抗模式和第二阻抗模式分别是无偏置阻抗模式和偏置阻抗模式。
44.第二整流器252具有电连接到第二开关输出端口243的第二整流器输入端口252a以及电连接到mcu 260的第二整流器输出端口252b。当rf开关240处于第二开关状态时，第二整流器252经由rf开关240从定向耦合器210接收中间供应信号。第二整流器252具有第三阻抗模式和第四阻抗模式，并且响应于中间供应信号而在第三阻抗模式和第四阻抗模式中的一种模式下将中间供应信号转换为第二dc信号。即，第二整流器252在其接收到中间供应信号时执行转换。换句话说，第二整流器252响应于ac信号而在第三阻抗模式和第四阻抗模式中的一种模式下将ac信号转换为第二dc信号。第二整流器252经由第二整流器输出端口252b将第二dc信号输出到mcu260。在本实施例中，第二整流器252包括响应于第二整流器偏置信号而使第二整流器252在第三阻抗模式和第四阻抗模式中的一种模式下操作的第二变容二极管(未示出)。第二整流器252进一步具有用于接收第二整流器偏置信号的第二整流器控制输入端口252c。在本实施例中，第三阻抗模式和第四阻抗模式分别是无偏置阻抗模式和偏置阻抗模式。
45.本示例实施例中的mcu 260具有控制器输入端口261、第一整流器控制输出端口262和第二整流器控制输出端口263、第一开关控制输出端口264和第二开关控制输出端口265、供应检测端口266以及反射检测端口267。在本实施例中，端口262
‑
265是相应的通用输入输出(gpio)端口。
46.控制器输入端口261电连接到第一整流器输出端口251b和第二整流器输出端口252b，并且取决于rf开关240的状态，在任意给定时间接收第一dc信号和第二dc信号中的一个。即，当rf开关240在第一开关状态下操作以将中间供应信号引导到第一整流器251时，mcu 260接收第一dc信号；而当rf开关240在第二开关状态下操作以将中间供应信号引导到第二整流器252时，mcu 260接收第二dc信号。在本实施例中，由mcu 260接收到的第一dc信号和第二dc信号中的任何一个用作供应给负载的负载供应信号。在其他实施例中，dc信号在用作负载供应信号之前，可以接受另外的信号处理。
47.第一整流器控制输出端口262电连接到第一整流器控制输入端口251c。第二整流
器控制输出端口263电连接到第二整流器控制输入端口252c。下面关于图6详细描述由mcu 260分别向第一整流器251和第二整流器252生成和提供第一整流器偏置信号和第二整流器偏置信号。
48.开关控制输出端口264、265分别电连接到开关控制输入端口244、245。在本实施例中，mcu 260被配置为基于检测到的样本供应信号的供应功率来确定第一整流器251和第二整流器252中的所述一个。下文关于图6详细描述第一整流器251和第二整流器252中的所述一个的确定以及将生成的开关控制信号提供给rf开关240。
49.mcu 260的供应检测端口266电连接到供应功率检测器220的供应检测器输出端口222，从而允许mcu 260从供应功率检测器220接收供应功率检测信号。
50.负载通过mcu 260的控制器输入端口261接收负载供应信号。阻抗失配导致负载供应信号的一部分被负载反射而通过系统200回到天线。该反射的部分在下面被称为“负载反射信号”。在本实施例中，负载反射信号与第一dc信号和第二dc信号相对应。具体地，负载反射信号在第一整流器251将中间供应信号转换为第一dc信号时与第一dc信号相对应，而在第二整流器252将中间供应信号转换为第二dc信号时与第二dc信号相对应。负载反射信号从mcu 260反向穿过信号整流部分250经由rf开关240并通过定向耦合器210回到天线。
51.定向耦合器210被进一步配置为对负载反射信号进行采样，以由反射功率检测器230进行检测。更具体地，定向耦合器210将经由耦合器输出端口212接收的负载反射信号分成源返回信号和样本反射信号，以分别经由耦合器输入端口211和隔离端口214输出。在本实施例中，源返回信号和样本反射信号与负载反射信号仅在幅度上不同。源返回信号由天线接收。隔离端口214电连接到反射功率检测器230。在这样的构造中，定向耦合器210对负载反射信号进行采样以由反射功率检测器230进行检测。
52.反射功率检测器230具有电连接到隔离端口214的反射检测器输入端口231以及电连接到mcu 260的反射检测端口267的反射检测器输出端口232。反射功率检测器230经由反射检测器输入端口231从定向耦合器210接收样本反射信号，并且检测样本反射信号的功率(称为“反射功率”，并且更具体地，称为反射功率的幅度)。在本实施例中，反射功率检测器230检测来自负载的负载反射信号的反射功率的幅度。反射功率检测器230经由反射检测器输出端口232输出与检测到的反射功率相关联的反射功率检测信号。mcu 260被布置为经由电连接到反射检测器输出端口232的反射检测端口267从反射功率检测器230接收反射功率检测信号。在没有定向耦合器210的可替代的实施例中，反射功率检测器230可以被另外布置为检测负载反射信号。
53.在本实施例中，供应功率检测器220和反射功率检测器230使用相同的电路实现。由供应功率检测器220生成的供应功率检测信号采用与样本供应信号在幅度(例如，电压或电流)上成比例的直流的形式。由反射功率检测器230生成的反射功率检测信号也采用与样本反射信号在幅度(例如，电压或电流)上成比例的直流的形式。
54.mcu 260包括用于分别将接收到的供应功率检测信号和接收到的反射功率检测信号数字化的、与供应检测端口266和反射检测端口267相关联的两个模数转换器(adc，未示出)。以这种方式，可以省略通常实施起来成本高昂且复杂的rf测量装置。
55.第一整流器251和第二整流器252在部件布置方面相似，而在部件参数方面不同。图3b示出了根据另一实施例的、代表与ac供应信号源320和负载330相关联的整流器251、
252中的每一个的部件布置的整流器310的示意性表示。可以看出，整流器310包括具有阴极端子的变容二极管313(变容二极管，由“d
v”标记)。阴极端子经由电感器(由“l
2”标记)接收具有偏置电压(由“v
bias”标记)的整流器偏置信号。整流器310可基于偏置电压在无偏置阻抗模式(与第一阻抗模式和第三阻抗模式相对应)和偏置阻抗模式(与第二阻抗模式和第四阻抗模式相对应)下操作，以将ac信号转换为dc信号。在图3b中示出的构造中，变容二极管313响应于整流器偏置信号而调整整流器310的阻抗。例如，如果偏置电压落在一个范围内，则变容二极管313使整流器310在无偏置阻抗模式下操作以执行转换。如果偏置电压落在另一个范围内，则变容二极管313使整流器310在偏置阻抗模式下操作以执行转换。
56.在本示例中，变容二极管313被示出为串联连接在两个lc网络311、312之间。为了以整流器偏置信号偏置变容二极管313，变容二极管313布置在lc网络311、312之间，以与从ac供应信号源320入射的任何dc信号隔离。整流器310被进一步示出为包括延迟线314。电感器的偏置电压的一端连接在变容二极管313与延迟线314之间。在本实施例中，无偏置阻抗模式的偏置电压为0v，而偏置阻抗模式的偏置电压为3v。在其他实施例中，偏置电压可以不同。另外，在其他实施例中，整流器210可以具有与各个偏置电压相对应的任意数量的阻抗模式。
57.参考图3b，本实施例的第一整流器251包括响应于第一整流器偏置信号而使第一整流器251在无偏置阻抗模式(第一阻抗模式)和偏置阻抗模式(第二阻抗模式)中的一种模式下执行转换的第一变容二极管。在这样的构造中，第一变容二极管响应于与检测到的反射功率相关的第一整流器偏置信号而调谐第一整流器251的输入阻抗。类似地，本实施例的第二整流器包括响应于第二整流器偏置信号而使第二整流器252在无偏置阻抗模式(第三阻抗模式)和偏置阻抗模式(第四阻抗模式)中的一种模式下执行转换的第二变容二极管。在这样的构造中，第二变容二极管响应于与检测到的反射功率相关的第二整流器偏置信号而调谐第二整流器252的输入阻抗。
58.图3c中示出了系统200中使用的供应功率检测器220(或反射功率检测器230)的示意电路图350。供应功率检测器220从定向耦合器210接收输入信号p
in
，并且针对输入信号p
in
输出对应的dc电压v
detect
。图3d示出了在以下电路部件值(c3＝0.7pf；c4＝100μf；l3＝27nh；r
l
＝10mω；d2＝hsms 2850)和869mhz的工作频率的情况下，供应功率检测器220(或反射功率检测器230)的输入功率与输出电压的线图360。
59.图4示出了在负载阻抗分别为2kω、5kω和12kω的情况下，针对整流器310获得的第一史密斯圆图410至第三史密斯圆图430。对于每个负载阻抗，在rf功率为0dbm、
‑
10dbm和
‑
20dbm的情况下，对无偏置阻抗模式和偏置阻抗模式进行测量。史密斯圆图410
‑
430中的每一个示出了虚线411、421、431、短划线412、422、432和实线413、423、433。这些线中的每一条标记分别与
‑
20dbm、
‑
10dbm和0dbm的输入功率相对应的三角形、正方形和圆形符号。对于每个圆图410
‑
430，第一箭头414、424、434(由“延迟”标记)被示出为从虚线411、421、431向短划线412、422、432延伸；并且第二箭头415、425、435(由“3v”和“0v”标记)被示出为从短划线412、422、432向实线413、423、433延伸。第一箭头414、424、434标记了延迟线314对整流器310的阻抗的过渡效应。第二箭头415、425、435标记了当变容二极管313接收3v的偏置电压、使整流器310在偏置阻抗模式下操作时，变容二极管313对整流器310的阻抗的过渡效应。
60.在本实施例中，针对2kω的负载阻抗优化了整流器310。参考第一史密斯圆图410
(2kω)，可以看出，短划线412接近圆图410的中心点，指示当整流器310在无偏置阻抗模式下操作时，2kω下的负载330对输入功率的低的反射水平。当整流器310转变到偏置阻抗模式时，观察到提高的反射水平，这由从中心点到实线413的更大的距离指示。因此，对于2kω的负载，整流器310应该在无偏置阻抗模式下操作。
61.参考第二史密斯圆图420和第三史密斯圆图430(分别为5kω和12kω)中的每一个，可以看出，短划线422、432远离圆图420、430的中心点，指示5kω和12kω下负载330对输入功率的高反射水平。当整流器310转变到偏置阻抗模式时，观察到降低的反射水平，这由从中心点到实线423、433的更小的距离指示。因此，对于5kω和12kω的负载，整流器310应该在偏置阻抗模式下操作。
62.因此，可以理解，可以基于负载阻抗和rf功率选择性地偏置变容二极管313，以减少阻抗(例如，输入阻抗)失配并且提高性能。换句话说，使用变容二极管313来调整或调谐整流器310的阻抗，以更好地匹配例如特征系统阻抗(通常在50ω)。
63.在本实施例中，通过部件参数调整的方式，分别将第一整流器251和第二整流器252设计为与高功率范围和低功率范围相对应。第一整流器251和第二整流器252中的每一个具有无偏置阻抗模式和偏置阻抗模式。取决于供应功率检测信号，由mcu260借助于开关控制信号来选择第一整流器251和第二整流器252中的一个，以将中间供应信号整流成第一dc信号和第二dc信号中的相应一个以提供给负载。第一整流器251的变容二极管是大功率二极管(例如，博通有限公司的hsms
‑
2860型号)，而第二整流器252的变容二极管是低功率二极管(例如，博通有限公司的hsms
‑
2850型号)。下面结合图6进一步详细描述对第一整流器251和第二整流器252中被选择的一个的确定。
64.图5示出了使用传统整流器、第一整流器251和第二整流器252测量的、各自与rf功率的范围和负载阻抗的范围相关联的整流器反射系数性能(s
11
)的第一线图510至第六线图560。第一线图510至第三线图530与具有低功率二极管的第二整流器252相对应，而第四线图540至第六线图560与具有高功率二极管的第一整流器251相对应。第一线图510至第三线图530分别与
‑
20dbm、
‑
10dbm和0dbm的输入rf功率相对应。第四线图540至第六线图560分别与
‑
20dbm、
‑
10dbm和0dbm的输入rf功率相对应。每个线图510
‑
560示出了针对范围从0kω到20kω的负载阻抗的s
11
性能的点划线511
‑
561、短划线512
‑
562和实线513
‑
563。每条点划线511
‑
531表示没有变容二极管的传统低功率整流器的测量结果。每条点划线541
‑
561表示没有变容二极管的传统高功率整流器的测量结果。每条短划线512
‑
532表示第二整流器252在无偏置阻抗模式下的测量结果。每条短划线542
‑
562表示第一整流器251在无偏置阻抗模式下的测量结果。每条实线513
‑
533表示第二整流器252在偏置阻抗模式下的测量结果。每条实线543
‑
563表示第一整流器251在偏置阻抗模式下的测量结果。
65.可以理解，对于整流器251、252中的每一个，可以在宽rf功率范围和宽负载阻抗范围内实现s
11
性能的显著改善。一般而言，除了第四线图540之外，整流器251、252当在无偏置阻抗模式下操作时，在较低的负载阻抗范围内实现更好的性能，而当在偏置阻抗模式下操作时，在较高的负载阻抗范围内实现更好的性能。对于第四线图540，当在偏置阻抗模式下操作时，第一整流器251在整个负载阻抗范围内表现更好。
66.图6示出了根据本公开的一个示例实施例的阻抗调谐的方法600。方法600由mcu260执行。
67.在步骤610中，mcu 260记录由mcu 260接收的数字化的供应功率检测信号的值(称为“供应功率值”)，并且进行到步骤620。
68.在步骤620中，mcu 260确定记录的供应功率值是否大于预定阈值(例如，0dbm)，如果是，则进行到步骤630，并且否则，进行到步骤640。
69.在步骤630中，mcu 260选择第一整流器251以处理中间供应信号。具体地，mcu 260借助于开关控制信号使rf开关240在第一开关状态下操作，并且进行到步骤650。在第一开关状态下，rf开关240将中间供应信号路由或引导到第一整流器251。
70.在步骤640中，mcu 260选择第二整流器252以处理中间供应信号。具体地，mcu 260借助于开关控制信号使rf开关240在第二开关状态下操作，并且进行到步骤650。在第二开关状态下，rf开关240将中间供应信号路由或引导到第二整流器252。
71.在步骤650中，对于选择的整流器251、252，mcu 260通过提供具有0v的偏置电压的对应整流器偏置信号而使选择的整流器251、252在无偏置阻抗模式下操作，记录与选择的整流器251、252的无偏置阻抗模式相对应的数字化的反射功率检测信号的第一值(称为“第一功率反射值”)，并且进行到步骤660。即，由mcu 260提供的第一整流器偏置信号与检测到的反射功率有关。
72.在步骤660中，对于选择的整流器251、252，mcu 260通过提供具有3v的偏置电压的对应整流器偏置信号而使选择的整流器251、252在偏置阻抗模式下操作，记录与选择的整流器251、252的偏置阻抗模式相对应的数字化的反射功率检测信号的第二值(称为“第二功率反射值”)，并且进行到步骤670。即，由mcu 260提供的第二整流器偏置信号与检测到的反射功率有关。
73.在步骤670中，mcu 260确定第一功率反射值是否大于第二功率反射值，如果是，则进行到步骤680，并且否则，进行到步骤690。
74.在步骤680中，mcu 260以与上面关于步骤660描述的方式使选择的整流器251、252在偏置阻抗模式下操作。
75.在步骤690中，mcu 260以与上面关于步骤650描述的方式使选择的整流器251、252在无偏置阻抗模式下操作。
76.执行步骤650和660的顺序可以颠倒。即，可以在记录第一功率反射值之前，记录第二功率反射值。
77.通过执行步骤610至640，mcu 260确定并且选择第一整流器251和第二整流器252中的合适的一个，以执行将中间供应信号转换为对应的dc信号。通过执行步骤650至690，mcu 260基于记录的分别与选择的整流器251、252在无偏置阻抗模式和偏置阻抗模式下的操作相对应的数字化的反射功率检测信号的值，针对选择的整流器251、252确定无偏置阻抗模式和偏置阻抗模式中的一种。即，mcu 260基于由反射功率检测器230检测并且分别与选择的整流器251、252在无偏置阻抗模式和偏置阻抗模式下的操作相对应的反射功率，针对选择的整流器251、252确定无偏置阻抗模式和偏置阻抗模式中的所述一种。以这种方式，mcu 260可以被认为是根据检测到的反射功率的幅度来确定选择的整流器251、252的偏置电压，并且基于确定的偏置电压来调谐输入阻抗。
78.在本实施例中，在选择的整流器251、252从无偏置阻抗模式和偏置阻抗模式中的一个转变到无偏置阻抗模式和偏置阻抗模式中的另一个的情况下，对选择的整流器251、
252的输入阻抗进行调整或调谐。
79.在本实施例中，方法600在完成步骤680或步骤690时结束。在其他实施例中，方法600可以在完成步骤680或步骤690时返回到步骤610，如果源供应信号或负载条件可能变化，这特别有用。方法600可以在完成步骤680或步骤690时返回到步骤650，如果负载反射信号可能变化，这特别有用。
80.通过执行方法600，mcu 260可以获得阻抗调谐系统200的最佳配置。mcu 260不仅选择整流器251、252中合适的一个，而且针对选择的整流器251、252选择无偏置阻抗模式和偏置阻抗模式中合适的一种，这有益地降低了各种输入条件和负载条件下的整流器反射系数|s
11
|。结果，由于可以基于检测到的反射负载功率的幅度来调谐和配置输入阻抗，因此可以实现可重构的阻抗调谐装置200。因此，整流部分250(或整流器电路)具有被配置为基于检测到的反射功率的幅度而被调谐的输入阻抗。
81.图7示出了针对2kω、5kω和12kω的各个负载阻抗以及从
‑
15dbm到10dbm的输入功率范围而测量的整流器转换效率(或rf
‑
dc效率)的线图710、720、730。每个线图710、720、730示出了连接的正方形符号的第一线711、721、731、连接的三角形符号的第二线712、722、732以及连接的圆形符号的第三线731、732、733。第一线711、721、731表示仅使用具有更高功率二极管(hsms
‑
2860)的第一整流器251获得的测量结果。第二线712、722、732表示仅使用具有低功率二极管(hsms
‑
2850)的第二整流器252获得的测量结果。第三线731、732、733表示在执行方法600的mcu 260的控制下，使用第一整流器251和第二整流器251获得的测量结果。
82.根据线图710、720、730中的每一个可以理解，mcu 260通过开关控制信号针对高输入功率范围(例如，大于0dbm)选择第一整流器251，并且针对低输入功率范围(例如，小于或等于0dbm)选择第二整流器252。由于rf开关240的高度隔离，未选择的整流器251、252可以被认为是断开的。进一步地，对于选择的整流器251、252，mcu 260进一步通过对应的整流器偏置信号选择无偏置阻抗模式和偏置阻抗模式中合适的一种，以提高整流器转换效率。
83.在图7中，可以看出，借助选择的整流器251、252的变容二极管，可以实现高达13％的效率增益。这允许系统200分别对于2kω、5kω和12kω的负载阻抗实现69％(在4dbm)、58％(在3dbm)和38％(在1dbm)的峰值效率。对于2kω的负载阻抗，因为已经针对2kω优化了整流器251、252，所以效率的提高是有限的。即，变容二极管313不能提供回波损耗方面的显著提高。在这种情况下，mcu 260通过执行方法600将到达其中选择的整流器251、252在无偏置阻抗模式下操作的步骤690。
84.与中间供应信号相对应的源供应信号可能在使用中变化。当检测到的源供应信号(或中间供应信号)的功率增大到超过阈值(例如，0dbm)时，第二整流器252进入击穿区域。当这发生时，mcu 260选择第一整流器251以执行功率整流。mcu 260进一步为第一整流器251选择第一阻抗模式和第二阻抗模式中更合适的一种，以进一步提高效率。相反，当检测到的源供应信号的功率下降到低于阈值时，在低功率区域是小于或等于0dbm的低输入功率范围的情况下，第一整流器251在该低功率区域未最佳地运行。当这发生时，mcu 260选择第二整流器252以执行功率整流。mcu 260进一步为第二整流器252选择第三阻抗模式和第四阻抗模式中更合适的一种，以进一步提高效率。因此，即使在阻抗失配的条件变化(例如，改变源和负载条件)的情况下，阻抗调谐系统200也可以针对低功率范围和高功率范围两者实
现有效功率整流。
85.随着rf
‑
dc整流效率的提高，阻抗调谐系统200可以有益地以较低的占空比操作。即，为了针对负载的给定操作供应给定量的dc能量，阻抗调谐系统200可以以比传统阻抗调谐系统所需的占空比低的占空比操作。这减少了能量消耗。
86.图8示出了具有单个整流器的阻抗调谐系统200'。具体地，系统200'包括定向耦合器210'、供应功率检测器220'、反射功率检测器230'、(形成整流器电路的)整流器250'和微控制器(mcu)260'。类似于图2的系统200，图8的系统200'与传感器节点(也称为“负载”)和天线(也称为“源”，未示出)相关联地使用。天线被布置为接收源供应信号(例如，射频ac信号)。
87.定向耦合器210'具有耦合器输入端口211'、耦合器输出端口212'、耦合端口213'和隔离端口214'。定向耦合器210'的端口211'、213'和214'在配置上分别类似于定向耦合器210的端口211、213和214。与耦合器输出端口212相比，耦合器输出端口212'直接并且电连接到整流器250。定向耦合器210'的操作类似于定向耦合器210的操作，将经由耦合器输入端口211'接收的源供应信号分成中间供应信号和样本供应信号，以分别经由耦合器输出端口212'和耦合端口213'输出。
88.供应功率检测器220'和反射功率检测器230'相对于定向耦合器210'和mcu 260'的构造和连接与关于图2的实施例描述的那些相同，并且因此为了简洁起见，不再描述。
89.整流器250'具有电连接到耦合器输出端口212'以从定向耦合器210'接收中间供应信号的整流器输入端口250a'以及电连接到mcu 260'的整流器输出端口250b'。类似于图2的第一整流器251和第二整流器252，图8的整流器250'具有两种阻抗模式，并且响应于中间供应信号而在阻抗模式中的一种模式下将中间供应信号转换为直流(dc)信号，以经由整流器输出端口250b'输出。整流器250'经由整流器输出端口250b'将dc信号输出到mcu 260。在本实施例中，整流器250'包括响应于整流器偏置信号而使整流器250'在两种阻抗模式中的一种模式下操作的变容二极管(未示出)。即，变容二极管响应于整流器偏置信号而调谐整流器250的输入阻抗。整流器250'进一步具有用于接收整流器偏置信号的整流器控制输入端口250c'。在本实施例中，整流器250'的两种阻抗模式分别是无偏置阻抗模式和偏置阻抗模式。
90.该示例实施例中的mcu 260'具有控制器输入端口261'、整流器控制输出端口262'、供应检测端口266'和反射检测端口267'。控制器输入端口261'电连接到整流器输出端口250b'以接收用作供应给负载的负载供应信号的dc信号。
91.整流器控制输出端口262'电连接到整流器控制输入端口250c'。mcu 260'生成并向整流器250'提供整流器偏置信号与图2的第一整流器251和第二整流器252的那些类似，并且为了简洁起见，不再描述。
92.供应检测端口266'和反射检测端口267'以与图2的实施例相同的方式分别电连接到供应功率检测器220'和反射功率检测器230'。
93.负载通过mcu 260'的控制器输入端口261'接收负载供应信号。源与整流器250'(50ω的典型特征系统阻抗)之间的阻抗失配使负载供应信号的一部分被负载反射而通过系统200回到天线。该负载反射信号与由整流器250'提供的dc信号相对应，并且反向从mcu 260'通过整流器250'并经由定向耦合器210'穿回到天线。
94.本实施例中的定向耦合器210'对负载反射信号进行采样以由反射功率检测器230'进行检测与图2的实施例中的采样相同，并且为简洁起见，不再描述。
95.mcu 260'被配置为在整流器250'用作选择的整流器的情况下，执行步骤650至690。由于图8的实施例中只有一个整流器，因此可以省略步骤610至640。即，在图8的实施例中可以省略供应功率检测器220'而不会对系统200'的操作产生不利影响。
96.下面描述一些其他可替代的布置。
97.在可替代的实施例中，第二整流器252可以具有单阻抗模式，并且在单阻抗模式下响应于中间供应信号而将中间供应信号转换为第二dc信号。
98.在一种布置中，第一整流器251可以不具有变容二极管，并且可以具有用于基于检测到的反射功率来调谐第一整流器251的阻抗的任何其他部件。
99.在仅具有一个整流器(例如，第一整流器251)的一个可替代的实施例中，可以省略rf开关240。
100.在可替代的实施例中，整流器可以具有两种或更多种不同非零偏置电压的偏置阻抗模式。
101.可以使用另一种类型的开关代替rf开关240。
102.应当注意，术语“连接”及其派生词可以表示“耦接”及其相应的派生词。
103.如本文所使用的，术语“偏置电压”和“偏置的电压”具有相同含义。