用于对直流变流器的次级侧进行操控的电路装置和方法与流程

1.本发明涉及一种用于对直流变流器的次级侧的通过电流进行控制的电路装置。


背景技术：

2.为了改善效率，在更高功率的直流变流器中经常使用所谓的同步整流器（sgr）。在此，例如通过能控制的开关元件、例如mosfet晶体管来代替这样的变流器的输出端处的整流二极管。只要电流流经mosfet晶体管的本征二极管，mosfet晶体管的信道就被调节成主动的导通状态、也就是被接通，以便其导电。在此，导电信道的、与mosfet晶体管的本征二极管相比更低的导通电压尤其对于具有低输出电压和高输出电流的直流变流器来说显著地减少了损耗。
3.为了使进一步的损耗最小化，在理想的情况下，mosfet晶体管应当恰好在电流过零的时刻、尤其是当流经开关元件的电流的流动方向反转时用栅极上的控制信号来关断。由此，一方面能够使导电损耗最小化，此外能够显著地降低本征二极管的反向恢复损耗。在理想情况下，在关断时仅仅对开关元件的寄生电容进行充电，并且在电容中所储存的能量在接下来的接通过程中重又被回收。因此，开关元件的运行能够几乎无开关损耗地来实现。
4.从文献中已知许多操控电路，以便尽可能最佳地控制例如mosfet晶体管的切断时刻。
5.一种可能的方案是利用对于流经开关的电流的测量，以用于探测过零。然而，这种方法证实是成本高昂的，并且尤其对于陡峭的电流边沿来说由于在测量和信号处理中的延迟而证实不太适合于将来的高频应用。
6.另一种方案使用对于mosfet晶体管的导通电压的精确测量。然而，对于陡峭的边沿来说所测量的电压由电感的电压降支配，从而需要对于电感的精确补偿，这在直流变流器的不同的工作点中显得几乎是不可能的。此外，这种方法由于始终更低阻抗的、例如小于1mohm的mosfet晶体管而变得困难。因此，可能需要处于mv范围内的精度来用于正确地设定切断时刻，但是其中对于陡峭的电流边沿来说构件上的寄生的电感的电压降能够达到几伏特的数值。此外，信号处理和栅极操控的等待时间代表着用于运用这种方法的另一障碍。
7.在de 10 2012 202 869 al中描述了一种直流变流器，该直流变流器具有：变压器，变压器具有初级侧的绕组和带中间分接头的次级侧的绕组；储存式电抗器，该储存式电抗器被耦合到中间分接头与直流变流器的第一输出端之间；整流器电路；缓冲电路；以及操控装置。整流器电路分别与次级侧的绕组的端侧的分接头相连接，并且被设计用于在直流变流器的第二输出端处产生经过整流的输出电压。与整流器电路相连接的缓冲电路被设计用于储存在整流器电路中出现的谐振的振动能量。操控装置具有开关时间查明机构和控制信号发生器，其中开关时间查明机构被设计用于根据输出电压、在缓冲电路中所储存的电荷和流经储存式电抗器的电流的由于整流而出现的电流波动来查明时间间隔。控制信号发生器被设计用于，根据所查明的时间间隔来产生用于给缓冲电路放电的操控信号。
8.本发明的任务是，说明一种电路装置，用该电路装置适应性地如此调节直流变流
器的次级侧的能控制的开关元件的切断时刻或者查明得到优化的切断时刻，从而在同步整流电路的每个工作点中产生最小的切断损耗。优选的是，电路装置尽可能很大程度上适应于既存的电路拓扑结构。


技术实现要素：

9.根据本发明，说明按照独立权利要求的特征的、一种用于对直流变流器的次级侧的通过电流进行控制的电路装置、一种用于对直流变流器的次级侧进行操控的方法、一种计算机程序产品和一种计算机可读的存储介质。有利的设计方案是从属权利要求以及以下说明的主题。
10.本发明基于以下认识，即：如果能控制的开关元件的切断或关断不是在切换周期内的最佳时刻进行，则缓冲电路的储存元件就必须吸收较大的电荷，缓冲电路用于对直流变流器的次级回路中的能控制的开关元件进行过压保护。能控制的开关元件的关断通常以相对于直流变流器的初级侧上的另一开关元件的关断过程的时间间隔来进行。然而，最佳的时刻根据直流变流器的工作点而变化，从而关断时刻始终适配于直流变流器的相应的工作点是值得期望的。缓冲电路也被称为复位元件、缓冲电路或卸载网络。
11.按本发明的电路装置用于控制直流变流器、尤其是同步整流器的次级侧的通过电流，电路装置具有用于切换流经直流变流器的次级侧的通过电流的能控制的开关元件、缓冲电路以及调节电路。开关元件具有第一接头、第二接头和控制接头。缓冲电路与第一接头和第二接头电耦合。调节电路被设立用于周期性地借助于控制接头在预先给定的时刻关断能控制的开关元件，其中该时刻相对于周期性的初级侧的关断过程、尤其相对于直流变流器的初级侧上的另一开关元件的关断过程具有能预先给定的间隔。调节电路还被设立用于查明能控制的开关元件的接下来的周期或切换周期的得到优化的关断时刻。其中得到优化的关断时刻相对于预先给定的时刻在时间上提前或推迟。此外，调节电路被设立用于在接下来的周期中相应地通过控制接头在得到优化的关断时刻关断能控制的开关元件。调节电路与缓冲电路电耦合并且被设立用于根据缓冲电路的电参量来查明得到优化的关断时刻。
12.对于电流隔离的直流变流器来说，借助于次级侧的能控制的开关元件的接通，分别在传输周期的阶段中——在该阶段中在变压器的次级侧上提供电能——实现从次级侧的绕组到直流变流器的输出端或输出接头的通过电流。在传输周期的阶段中——在该阶段中在变压器的次级绕组上不提供电能——，借助于次级侧的能控制的开关元件的关断来中断和防止从次级侧的绕组到直流变流器的输出端或输出接头的通过电流。这种接通和关断对应于流经直流变流器的次级侧的通过电流的切换。由于能量传输的交替的相位，这种切换周期性地进行。在直流变流器的初级侧上同样是开关元件，该开关元件周期性地切换输送给变压器的初级侧的通过电流或能量流。次级侧的开关元件通常根据初级侧的关断过程、初级侧的开关元件的关断而在时间上相对于一个时刻错开了能预先给定的间隔地被关断。根据直流变流器的工作点（尤其是电流、输入端上的电压、输出端上的负载、温度）在这个时刻在次级侧的绕组与直流变流器的输出端之间在次级侧流动着电流，该电流在次级侧上的能控制的开关元件关断时导致损耗。为了降低损耗，关断时刻最小程度地提前或推迟，以便在关断过程中在得到优化的关断时刻次级侧的电流至少部分地降低。缓冲电路保护次级侧的开关元件以免受过压。缓冲电路的储存元件、尤其是电容器在关断时根据损耗而充
电。因此，可能的是，借助于对于缓冲电路的电参量的检测来确定关断的损耗并且根据所确定的损耗来确定用于接下来的关断周期的得到优化的关断时刻。
13.作为能控制的开关元件，使用具有寄生电容的开关元件、像比如用于控制通过电流的单极的结构元件，以便实现更低的导通电压的优点。作为用于这样的能控制的开关元件的实例，能够列举hemt（high-electron-mobility transistor）（德语：transistor mit hoher elektronenbeweglichkeit）、jfet （英语：junction-fet或者non-insulated-gate-fet, nigfet）（阻挡层-场效应晶体管）、功率-mosfet、igbt（insulated-gate bipolar transistor）（德语：bipolartransistor mit isolierter gate-elektrode） 或者晶闸管。此外，能够使用级联、即常开结构元件和低压半导体的串联电路，以用于控制通过电流。
14.根据本发明的一种设计方案而建议，调节电路通过在缓冲电路的储存元件上、尤其是电容器上的电压分接头来检测在储存元件上的电压。
15.为了根据电参量来查明得到优化的关断时刻，检测在缓冲电路的储存元件上的电压。储存元件上的电压在同步整流器电路的运行中是用于换向电荷并且由此用于反向恢复损耗的尺度。因此，借助于该电路能够确定所出现的损耗的大小。借助于另外的措施能够使这些损耗最小化。
16.根据改进本发明的措施而建议，调节电路被设立用于：在第一次关断能控制的开关元件之后对缓冲电路的储存元件上的第一电压进行第一次检测；为紧随此后的第二次关断而选择关断时刻，该关断时刻与第一关断时刻相比相对于与初级侧的关断过程的预先给定的间隔提前或推迟；在所选择的关断时刻第二次关断能控制的开关元件之后对缓冲电路的储存元件上的第二电压进行第二次检测；查明在第一电压与第二电压之间的差；并且根据所查明的正的或负的差来查明对紧随此后的周期来说得到优化的关断时刻，其中得到优化的关断时刻相对于最后的所查明的关断时刻提前或推迟。
17.对于第一电压的检测在第一次关断之后进行。这意味着，在能控制的开关元件首先处于被接通的、即导通的状态中并且随后在关断之后处于尤其是完全的、被截止的状态中之后。在从导通状态到截止状态的转变时间的期间，储存元件上的电压升高：对于电压的检测仅仅在该转变时间之后才进行，典型地尤其是在时间上在关断与接通之间的中间检测电压。
18.随后，相对于前一个关断时刻选择提前或推迟的关断时刻。以以下典型的持续时间来改变关断时刻，典型的持续时间例如是2和100ns。类似于第一次检测，在第二次关断开关元件之后进行电压的第二次检测。如果第二次检测的电压更小，则与前一次的关断相比损耗至少部分地最小化。第一和与二电压的差为正。为了优化接下来的关断时刻，保持提前或推迟的方向。如果所检测到的电压更高，则损耗会更高。产生电压的负的差。为了优化接下来的关断时刻，将提前或推迟的方向掉换。与此相对应，根据所检测的电压的差来确定得到优化的关断时刻。关断时刻的提前或推迟在此相对于前一个关断时刻来进行，这前一个关断时刻也取决于初级侧的关断过程的时刻和相对于初级侧的关断过程的能预先给定的间隔。重复关断时刻的相应的提前或推迟。如果在达到最小值之后电压重又升高，则优选通过关断时刻的一次相反的变化以最小化的损耗来运行电路。
19.所描述的电路装置利用现存的、用于在能控制的开关元件上进行电压限制的缓冲硬件，以便设定能控制的开关元件的最优的关断时刻。为了确定在缓冲储存元件上的电压并且进行相应的测评而所需要的硬件方面的变化是小的。有利的是，不必对电压确定的检测动态性提出特殊的要求，因为系统的动态性通过缓冲电路的较长的时间常数来确定。诸如等待时间、温度依赖性、老化等的运行时间效应通过这种电路装置来得到补偿。
20.尤其建议，调节电路被设立用于重复关断时刻的、在前一个周期中引起缓冲电路的储存元件上的电压的降低的改变，以用于将最小值输送给缓冲电路的储存元件上的电压。
21.调节电路如此设立，从而在相应周期中能控制的开关元件的切断时刻相对于前一个切断时刻发生小的变化。根据在缓冲电路的储存元件上的电压的检测并且尤其根据最后两个所检测的电压的差形成来确定，在下一个周期中是提前还是推迟切断时刻，使得所检测的电压在几个周期之后在直流变流器的每个稳定的运行点中变得最小。由此设定直流变流器的最佳运行。
22.在本发明的另一种设计方案中建议，调节电路具有微控制器电路。由此容易地实现一种算法，该算法根据直流变流器的当前的设计得到优化并且直流变流器的工作点得到优化。
23.相应地根据本发明的另一种设计方案而建议，能控制的开关元件的第一接头与直流变流器的变压器的次级侧的绕组的正电位接头相连接，并且缓冲电路与能控制的开关元件的第一接头、能控制的开关元件的第二接头和变压器的次级侧的绕组的负电位接头电连接。
24.根据本发明的另一种设计方案而建议，缓冲电路具有电容器来作为储存元件。
25.根据本发明的另一种设计方案而建议，缓冲电路具有由二极管和作为储存元件的电容器构成的串联电路，该串联电路与能控制的开关元件的第一接头和第二接头并联，并且该缓冲电路具有放电电阻，放电电阻与在二极管和电容器之间的中间分接头和变压器的次级侧的绕组的负电位接头相连接。
26.在本实施例中，缓冲电路具有所示出的布线中的所描述的三个结构元件并且电容器用作储存元件。然而，已知的是，能够在直流变流器的次级侧上实现具有三个结构元件的缓冲电路，其等效地具有另一种拓扑结构，而不改变电路装置的功能性或独创性的教导。
27.因为这样的缓冲电路经常已经被设置在同步整流器电路中，所以仅仅必须将调节电路的两个输入触头与电容器的第一和第二触头连接起来并且应该设立用于调节电路的电压测量或电压检测。其它必要的调整涉及所描述的算法的实现。对于这样的与最小值的接近而言，已知一系列另外的算法，这些算法必要时也能够被选择用于进一步的优化，以便快速地接近于储存电容器的所分接的电压的最小值。
28.此外，本发明涉及一种用于对直流变流器、尤其是同步整流器的次级侧进行操控的方法。直流变流器的次级侧具有能控制的开关元件和缓冲电路，其中开关元件具有第一接头、第二接头和控制接头，并且缓冲电路与第一接头和第二接头电耦合。
29.该方法：在一个时刻周期性地关断能控制的开关元件，其中该时刻相对于初级侧的关断过程具有能预先给定的间隔；根据缓冲电路的电参量、尤其根据对于在缓冲电路的储存元件上的电压的检测来查明用于接下来的切换周期的得到优化的关断时刻，以用于操
控能控制的开关元件。
30.所描述的方法利用用于在mosfet上进行电压限制的缓冲硬件，以便根据在储存元件上的电压确定来迭代地设定mosfet晶体管的最优的关断时刻。
31.在方法的一种设计方案中，该方法通过以下方式来查明用于对能控制的开关元件进行操控的得到优化的关断时刻，即：方法在第一次关断能控制的开关元件之后对在缓冲电路的储存元件上的第一电压进行第一次检测（sl），为紧随此后的第二次关断选择与第一关断时刻相比相对于与初级侧的关断过程的预先给定的间隔提前或推迟的得到优化的关断时刻（s4、s5），在第二次关断能控制的开关元件之后对在缓冲电路的储存元件上的第二电压进行第二次检测，查明第一电压与第二电压之间的差，并且根据所查明的正的或负的差作为相对于最后的所查明的关断时刻提前或推迟的关断时刻来查明紧随此后的得到优化的关断时刻。
32.适合于电路装置的考虑和优点也适用于操控同步整流器的方法。尤其该方法能够控制具有与上面所描述的按本发明的电路装置的不同的实施方式相同的结构特征的电路装置。
33.此外，说明一种计算机程序产品，其包括指令，该指令在通过计算机执行程序时促使计算机执行上面所解释的方法。
34.此外，说明一种计算机可读的存储介质，其包括指令，该指令在通过计算机执行时促使计算机执行上面所描述的方法。
35.提供一种驱动系统，其包括具有第一电压的第一直流电源和具有第二电压的第二直流电源，其中第一电压高于第二电压。此外，驱动系统具有驱动单元和逆变器，该逆变器使第一直流电源与驱动单元电耦合。在这个驱动系统中根据上述说明包含了具有电路装置的直流变流器，该直流变流器在初级侧与第一直流电源电连接并且在次级侧与第二直流电源电连接。由此，直流变流器能够由第一直流电源向第二直流电源供给电能。
附图说明
36.本发明的一种实施例及其作用在图1和2中示出并且在下面进行详细解释。其中：图1示出了在mosfet晶体管中切断时刻对在切断时构成的反向恢复电流的影响；图2示出了电路装置连同直流变流器的次级电路；图3示出了用于对直流变流器的次级侧进行操控的方法的流程图。
具体实施方式
37.在本实施例中，为能控制的开关元件而使用代表着上面所描述的大量可能开关元件的mosfet晶体管。图1a和lb示出了在具有电感负载的受控制的mosfet晶体管的实例上切断时刻对在切断时构成的反向恢复电流的影响。在图1a中，两条测量曲线以关于以纳秒为单位的时间t绘示的方式示出了在mosfet晶体管上的以安培为单位的电流i的变化曲线，其中mosfet晶体管过早地被切断。在此，mosfet晶体管在测量曲线aa中早了10 ns被切断，并且在测量曲线ab中电流早了200 ns被切断。可以清楚地看到，切断时刻离最佳时刻越远，反
向恢复电流和所产生的电荷就越增加。
38.图lb示出了在根据附图la测量时的反向恢复电流的变化曲线，但是切断被延迟。在此，测量曲线ba代表着迟了10 ns的切断，bb代表着迟了20 ns的切断并且bc代表着迟了50 ns的切断。对于这种所谓的“shoot-through”来说，同步整流器的mosfet晶体管的信道太迟闭合。由于在这个阶段中的大的电流陡度，在这里也产生非常大的反向电流和电荷。由于非最佳地选择关断时刻，而在受控制的mosfet晶体管中产生显著的切断损耗。这尤其在直流变流器的高开关频率的情况下特别重要。
39.图2示出了具有按本发明的电路装置10的直流变流器的次级侧20的简化的等效电路图。直流变流器20的拓扑结构例如能够具有回扫变流器-、正流变流器、谐振变流器拓扑结构或者由其导出的拓扑结构。直流变流器的次级侧20通过理想地假设的变压器的次级绕组6作为交流电压源来馈给，该次级绕组由直流变流器的在图2中未示出的初级侧来供电。漏电感7在等效电路图中代表着未示出的变压器的次级侧的电感以及直流变流器的次级侧的寄生漏电感。这个漏电感7在等效电路图中与交流电压源的第一触头连接并且在背离变压器的次级侧的绕组6的一侧上形成变压器的次级侧的绕组6的正电位接头9。
40.此外，用于控制电流的电路装置10的mosfet晶体管1的第一触头la、尤其是源触头与这个正电位接头9相连接，借助于第一触头对直流变流器的次级侧20上的电流i进行整流。mosfet晶体管1的第二触头lc、尤其是漏极触头与直流变流器的次级侧20的输出端的第一接头8a相连接。
41.在图2中，mosfet晶体管1的本征二极管ld与源触头la和漏极触头lc并联地示出。变压器的次级绕组的负电位接头11与直流变流器的次级侧20的输出端的第二接头8b相连接，该负电位接头在这里在等效电路图中通过交流电压源6的下触头来表示。通过整流电路来整流的电流i馈给直流变流器的次级侧20的输出端8a、8b。
42.为了限制在切断过程中在整流电路的mosfet晶体管1上出现的过压而使用缓冲电路。在此，缓冲电路具有由二极管2和储存电容器3构成的串联电路，该串联电路与mosfet晶体管1在该mosfet晶体管1的源触头la和漏极触头lc上电并联。此外，缓冲电路具有放电电阻4，该放电电阻被连接在二极管2和电容器3的共同的触头与负电位接头11之间。
43.所描述的缓冲电路是所谓的rcd缓冲器（电阻、电容器、二极管）的一种特殊的布置。原则上，这些元件的其他布置也从文献中已知并且能够用于所描述的方法。
44.在电路装置10中，通过交流电压源6的负的矩形边沿来减小首先正的电流i。最后，电流i的符号改变并且其沿着正向方向流经mosfet晶体管1，直至本征二极管能够接受截止电压。本征二极管上的电压一直继续增加，并且最终达到在直流变流器的次级侧8a、8b的输出接头上的以及变压器的次级侧6的交流电压源的负边沿上的电压的和电压。
45.在这个时刻，没有电压加载在漏电感7上，从而不再产生电流变化。在这个时刻也达到最大的正向电流i。结果，mosfet晶体管1上的电压一直继续增加。一旦截止电压超过电容器3上的电压，则二极管2上的电压被正向极化，并且电流从mosfet晶体管1换向到缓冲电路上。由此，在mosfet晶体管1上面出现的最大电压受到限制。通过这个过程，能量被储存在储存电容器3中。该能量部分地通过电阻4转换成热，并且部分地被输出给直流变流器的次级侧10的输出端8a、8b。每个开关过程转移到储存电容器3中的能量直接取决于在切断时刻所储存的能量。向储存电容器3中提供的功率越多，则这个储存电容器3上的电压就上升得
越高。在静止状态中，在储存电容器3上产生电压，对于该电压来说功率平衡得到补偿。因此，通过对于在储存电容器3上的缓慢变化的电压的测量，可以确定用于对mosfet晶体管1的切断时刻进行优化的控制参量。
46.调节电路5为了分接电压而以第一输入端5a和第二输入端5b与电容器3并联。mosfet晶体管1的栅极触头lb与调节电路5的输出端5c相连接。通过这个触头5c，调节电路5能够关断mosfet晶体管1。为了简明起见，没有绘入用于接通mosfet晶体管1的操控电路。
47.调节电路5如此设立而成，从而在一个周期中mosfet晶体管1的切断时刻相对于先前的切断时刻发生小的变化、尤其是相对于与初级侧的切断过程的预先给定的间隔发生小的变化，其中根据在缓冲电路的电容器3上所检测到的电压来查明得到优化的切断时刻，以便在接下来的周期中使电压最小化。由此设定同步整流电路的最佳运行。
48.图3示范性地示出了用于对直流变流器的次级侧进行操控的方法的流程图。
49.在步骤s1中，在缓冲电路的储存元件3上进行电压测量，并且检测储存电容器3上的电压v（k）并且在步骤s2中将其与在前一个周期中所测量的电压v（k-l）进行比较。
50.如果数值v（k）《 v（k-l），则在步骤s3中相应地沿着切断时刻dt（k-l）的先前变化的相同的方向来设置切断时刻dt（k）的变化、即切断时刻的提前或者推迟：dt（k）= dt（k-l）。
51.如果数值v（k）》 = v（k-l），则在步骤s5中反向于切断时刻dt（k-l）的先前变化的负值来设置切断时刻dt（k-l）的变化：dt（k）=
ꢀ‑
dt（k-l）。
52.在步骤s4中，于是为两种情况由旧的切断时刻a（k-l）加上dt（k）得出新的得到优化的切断时刻a（k）：a（k）＝a（k-l）+ dt（k）然后进行新的流程，该流程又以s1来开始。