一种抑制三相四线三电平逆变器输出电流波形THD的控制方法与流程

本发明涉及逆变器输出电流波形控制技术领域，具体是一种抑制三相四线三电平逆变器输出电流波形thd的控制方法。

背景技术：

随着光伏等新能源发电渗透率的提高，结合储能系统的分布式发电技术和微电网技术得到了广泛的关注和应用。微网储能系统的核心是储能变流器，本专利采用图2所示的三相四线三电平拓扑作为储能变流器的电路拓扑。图2所示的三相四线三电平拓扑除了可以用于储能变流器中，还被广泛应用在有源滤波器(apf)、不间断供电电源(ups)等领域。三相四线三电平拓扑的优点是功率管的电压应力只有直流母线电压的一半，谐波含量少，可以用于中到大功率场合。

但众所周知，电力电子变换逆变器由于各种原因，其输出电流波形常常存在一定程度的总谐波电流失真(thd)。

技术实现要素：

本发明的目的在于提供一种三相四线三电平逆变器输出电流波形的控制方法，利用二阶广义积分、dq坐标变换与反变换、正负序分离与解耦、pi调节、pr调节等环节，有效抑制逆变器输出电流波形的总谐波电流失真。

本发明的目的可以通过以下技术方案实现：

一种抑制三相四线三电平逆变器输出电流波形thd的控制方法，具体包括以下步骤：

步骤s1，将三相四线三电平逆变器主电路拓扑中的a、b、c三相采样电压va、vb、vc分别经过abc/dq0正、负序坐标旋转变换，得到正序、负序及零序电压d、q、0的正序分量负序分量和零序分量

将三相四线三电平逆变器主电路拓扑中的a、b、c三相采样电流ia、ib、ic分别经过abc/dq0正、负序坐标旋转变换，得到正序、负序及零序电流d、q、0的正序分量负序分量和零序分量

步骤s2，将步骤s1中得到的各分量分别经正序、负序解耦与滤波后得到正序、负序电压基波分量的d、q分量正序、负序电流基波分量的d、q分量

步骤s3，将三相四线三电平逆变器主电路拓扑中的a、b、c三相采样电流ia、ib、ic分别经过静止坐标abc/αβ0变换，得到iα、iβ、i0；

步骤s4，将步骤s3中得到的三个变量分别经过三个二阶广义积分器sogi处理后得iα1、iαq1、iβ1、iβq1、i01；

步骤s5，对步骤s4中得到的变量进行运算，得到iαh、iβh、i0h，并将得到的iαh、iβh、i0h分别乘以k后作为vαh、vβh、v0h；

步骤s6，设直流母线参考电压为vdcref,直流母线电压反馈量为vdcf,令(vdcref-vdcf)之差值经pi调节器后输出为

将减去步骤s2中的其差值经pi调节器后与步骤s2中的相加，再减去步骤s2中的与ωl的乘积，其结果作为

令正序的q轴参考电流为将其减去步骤s2中的其差值经pi调节器后与步骤s2中的相加，再加上步骤s2中的与ωl的乘积，其结果作为

令基波电流负序分量参考值为

将减去步骤s2中的其差值经pi调节器后与步骤s2中的相加,再加上步骤s2中的与ωl的乘积，其结果作为

将减去步骤s2中的其差值经pi调节器后与步骤s2中的相加,再加上步骤s2中的与ωl的乘积，其结果作为

步骤s7，将步骤s6中得到的结果经过dq/αβ坐标旋转变换，和经变换后输出为和和经变换后输出为和将后作为vαpn，将后作为vβpn；

步骤s8，采样三相四线三电平逆变器主电路拓扑中的母线上半直流电压v1和母线下半直流电压v2，令v1-v2＝verr；

令零序参考电压将经过pi调节器后输出将其与步骤s4中的i01相减，差值经pr调节器后加上步骤s1中的其结果作为v01；

步骤s9，将步骤s7中的vαpn减去步骤s5中的vαh，其差值为vαo；

将步骤s7中的vβpn减去步骤s5中的vβh，其差值为vβo；

将步骤s8中的v01减去步骤s5中的v0h，其差值为v0o；

将上述vαo，vβo，v0o分别经过静止坐标αβ0/abc变换后，输出为vao、vbo、vco；

步骤s10，将步骤s9中得到的vao、vbo、vco通过spwm调制后生成pwm脉冲信号。

进一步地，所述步骤s1和步骤s7中，进行d、q坐标旋转正变换与反变换时提供的相位角为θ。

进一步地，所述步骤s4中，iαq1较iα1、iβq1较iβ1分别滞后90°相位，i01与i0同相位。

进一步地，所述步骤s5中的计算方法为：

令(iα1+iβq1)乘以1/2后作为令(iβ1-iαq1)乘以1/2后作为

令(iαq1+iβ1)乘以1/2后作为令(iα1-iβq1)乘以1/2后作为令后作为iαh,令后作为iβh，再令(i0-i01)后作为i0h。

本发明的有益效果：本发明提供的三相四线三电平逆变器输出电流波形的控制方法，利用二阶广义积分、dq坐标变换与反变换、正负序分离与解耦、pi调节、pr调节等环节，有效的抑制了逆变器输出电流波形的总谐波电流失真。

附图说明

下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步详细描述。

图1是本发明中控制方法的控制框图。

图2是本发明中三相四线三电平逆变器的主电路拓扑图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其它实施例，都属于本发明保护的范围。

在本发明的描述中，需要理解的是，术语“开孔”、“上”、“下”、“厚度”、“顶”、“中”、“长度”、“内”、“四周”等指示方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的组件或元件必须具有特定的方位，以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。

首先，如图2所示，为本发明控制方法所应用的三相四线三电平逆变器的主电路拓扑，其中：c1、c2为直流母线中点上下的分压电容，dcac为三相四线三电平逆变桥电路，l1、l2、l3为逆变器输出滤波电感，sogipll为锁相环，ea、eb、ec为三相电网电压，vdc、v1、v2分别为直流母线全电压、母线上半直流电压、母线下半直流电压，pwma1,2,3,4、pwmb1,2,3,4、pwmc1,2,3,4分别为a、b、c三相三电平逆变桥电路的四路驱动信号，ia、ib、ic分别为a、b、c三相的采样电流，va、vb、vc分别为a、b、c三相的采样电压，θ为三相电网电压的相位角。

如图1所示，本发明提供了一种基于图2所示三相四线三电平逆变器输出电流波形的控制方法，具体包括以下步骤：

步骤s1，将三相四线三电平逆变器主电路拓扑中的a、b、c三相采样电压va、vb、vc分别经过abc/dq0正、负序坐标旋转变换，得到正序、负序及零序电压d、q、0的正序分量负序分量和零序分量

将三相四线三电平逆变器主电路拓扑中的a、b、c三相采样电流ia、ib、ic分别经过abc/dq0正、负序坐标旋转变换，得到正序、负序及零序电流d、q、0的正序分量负序分量和零序分量

其中，进行d、q坐标旋转正变换时提供的相位角为θ。

步骤s2，将步骤s1中得到的各分量分别经正序、负序解耦与滤波后得到正序、负序电压基波分量的d、q分量正序、负序电流基波分量的d、q分量

步骤s3，将三相四线三电平逆变器主电路拓扑中的a、b、c三相采样电流ia、ib、ic分别经过静止坐标abc/αβ0变换，得到iα、iβ、i0。

步骤s4，将步骤s3中得到的三个变量分别经过三个二阶广义积分器sogi处理后得iα1、iαq1、iβ1、iβq1、i01，其中iαq1较iα1、iβq1较iβ1分别滞后90°相位，i01与i0同相位。

步骤s5，对步骤s4中得到的变量进行运算：

令(iα1+iβq1)乘以1/2后作为令(iβ1-iαq1)乘以1/2后作为

令(iαq1+iβ1)乘以1/2后作为令(iα1-iβq1)乘以1/2后作为

令后作为iαh,令后作为iβh，再令(i0-i01)后作为i0h；

将上述得到的iαh、iβh、i0h分别乘以k后作为vαh、vβh、v0h。

步骤s6，设直流母线参考电压为vdcref,直流母线电压反馈量为vdcf,令(vdcref-vdcf)之差值经pi调节器后输出为

将减去步骤s2中的其差值经pi调节器后与步骤s2中的相加，再减去步骤s2中的与ωl的乘积，其结果作为

令正序的q轴参考电流为将其减去步骤s2中的其差值经pi调节器后与步骤s2中的相加，再加上步骤s2中的与ωl的乘积，其结果作为

令基波电流负序分量参考值为

将减去步骤s2中的其差值经pi调节器后与步骤s2中的相加,再加上步骤s2中的与ωl的乘积，其结果作为

将减去步骤s2中的其差值经pi调节器后与步骤s2中的相加,再加上步骤s2中的与ωl的乘积，其结果作为

步骤s7，将步骤s6中得到的结果经过dq/αβ坐标旋转变换，和经变换后输出为和和经变换后输出为和将后作为vαpn，将后作为vβpn；

其中，进行d、q坐标旋转反变换时提供的相位角为θ。

步骤s8，采样三相四线三电平逆变器主电路拓扑中的母线上半直流电压v1和母线下半直流电压v2，令v1-v2＝verr；

令零序参考电压将经过pi调节器后输出将其与步骤s4中的i01相减，差值经pr调节器后加上步骤s1中的其结果作为v01。

步骤s9，将步骤s7中的vαpn减去步骤s5中的vαh，其差值为vαo；

将步骤s7中的vβpn减去步骤s5中的vβh，其差值为vβo；

将步骤s8中的v01减去步骤s5中的v0h，其差值为v0o；

将上述vαo，vβo，v0o分别经过静止坐标αβ0/abc变换后，输出为vao、vbo、vco。

步骤s10，将步骤s9中得到的vao、vbo、vco通过spwm调制后生成pwm脉冲信号，该输出pwm脉冲信号pwma1,2,3,4、pwmb1,2,3,4、pwmc1,2,3,4用于驱动图2中的三相四线三电平逆变器的相应功率开关器件，实现电能的dc-ac并网逆变。

仿真结果

未使用本发明提供控制方法前的三相四线三电平逆变器系统matlab仿真电流波形，电流波形整体畸变严重，过零点前后电流畸变更加明显。对该电流波形的fft分析结果显示，总电流谐波失真thd＝8.87％。

已使用本发明提供控制方法后的三相四线三电平逆变器系统matlab仿真电流波形，电流波形基本趋向于正弦，过零点前后电流波形平滑无明显畸变。对该电流波形的fft分析结果显示，总电流谐波失真thd＝1.99％。

本发明提供的三相四线三电平逆变器输出电流波形的控制方法，利用二阶广义积分、dq坐标变换与反变换、正负序分离与解耦、pi调节、pr调节等环节，有效的抑制了逆变器输出电流波形的总谐波电流失真。

在本说明书的描述中，参考术语“一个实施例”、“示例”、“具体示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本发明的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不一定指的是相同的实施例或示例。而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点可以在任何的一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。

以上内容仅仅是对本发明结构所作的举例和说明，所属本技术领域的技术人员对所描述的具体实施例做各种各样的修改或补充或采用类似的方式替代，只要不偏离发明的结构或者超越本权利要求书所定义的范围，均应属于本发明的保护范围。