一种静止坐标系下的复矢量电流环解耦控制装置及方法

1.本发明属于电力电子变换技术中的控制技术领域，特别是一种静止坐标系下的复矢量电流环解耦控制装置及方法。


背景技术：

2.vienna整流器是一种三电平的拓扑，其最大的特点在于开关器件数量少，开关管承受的电压应力低，输入电流谐波畸变率低、功率密度大和可靠性高、以及无需设置驱动死区时间等，在中高压大功率级电能变换场合广泛应用。但由于整流器工作于中高功率场合时，会产生较大的功率损耗，因此需要降低开关频率来增大系统的输出功率。但降低功率器件开关频率的同时，会产生整流器控制系统耦合加剧的问题。针对控制系统耦合的问题，前馈解耦、反馈解耦、内模解耦、偏差解耦、复矢量解耦等相关解耦电流控制技术得到了广泛的关注，然而在低开关频率下，受数字控制延时的影响，控制系统耦合加剧，这些解耦方法可以减小交叉耦合，但不能完全抵消。
3.针对低开关频率下vienna整流器的解耦问题，目前很多学者的研究主要集中在平衡电网条件下，采用pi控制器对整流器进行解耦控制，然而平衡电网下的解耦控制在电网电压不平衡时会失效，导致电流环解耦不完全，影响系统的稳定性。


技术实现要素：

4.本发明的目的在于提供一种静止坐标系下的复矢量电流环解耦控制装置及方法，以在不平衡电网下实现系统的解耦，有效改善vienna整流器的动态调节性能。
5.实现本发明目的的技术解决方案为：一种静止坐标系下的复矢量电流环解耦控制装置，包括vienna整流器、数字处理控制模块和驱动电路，其中数字处理控制模块包括采样单元、电压控制单元、参考电流计算单元、复矢量电流控制单元和正弦脉宽调制单元；
6.采样单元分别采集vienna整流器直流侧上、下电容电压信号、vienna整流器交流侧的三相电压信号、vienna整流器交流侧的三相电流信号；
7.电压控制单元将直流侧上、下电容电压信号处理为有功功率参考信号；
8.参考电流计算单元将有功功率参考信号以及坐标变换后得到的电压、电流信号处理为静止坐标系下电流参考信号；
9.复矢量电流控制单元将电流参考信号进行处理得到调制波信号，送至正弦脉宽调制单元；
10.正弦脉宽调制单元的输出端经过驱动电路，接入三电平vienna整流器中每相桥臂的各个开关管。
11.优选地，所述数字处理控制模块为tms320f28377d和epm1270t芯片。
12.一种静止坐标系下的复矢量电流环解耦控制方法，包括以下步骤：
13.步骤1、在每个开关周期内，数字控制模块的采样单元分别采集交流侧三相电压e
a
、e
b
、e
c
，交流侧三相电流i
a
、i
b
、i
c
，直流侧上电容电压u
c1
和直流侧下电容电压u
c2
；
14.步骤2、根据步骤1中采集到的信号，静止abc坐标系下的交流侧电压、交流侧电流经clark变换变换到静止αβ坐标系下，直流侧电容电压与电压参考基准信号进行比较，通过比例积分调节得到误差信号，并与电压参考基准信号相乘，得到有功功率参考基准信号；
15.步骤3、根据得到的有功功率参考基准信号，提取出电网电压特征值并进行参考电流计算，得到αβ坐标系下的参考电流i
*α
、i
*β
；
16.步骤4、根据三电平vienna整流器的开关频率f
s
确定系统的延时时间τ
d
为：
[0017][0018]
步骤5、根据算得的延时时间确定复矢量解耦环路，并通过系统的耦合系数分析来验证复矢量电流控制器的有效性；
[0019]
步骤6、变换得到的电流i
α
、i
β
与参考电流进行比较，通过复矢量解耦环路以及clark反变换，得到三相调制信号u
a
、u
b
、u
c
；
[0020]
步骤7、三相调制信号经正弦脉宽调制单元生成脉宽调制信号，通过驱动电路控制vienna整流器开关管的工作。
[0021]
进一步地，步骤3所述根据有功功率参考基准信号，提取出电网电压特征值并进行参考电流计算，得到αβ坐标系下的参考电流i
*α
、i
*β
，具体如下：
[0022]
非理想电网电压e
a
(t)、e
b
(t)、e
c
(t)可分解为正序分量和负序分量，在abc坐标系下的表达式为：
[0023][0024]
其中，下标a、b、c表示a相、b相、c相；上标+、
‑
分别表示正序分量、负序分量；表示正序分量的幅值，表示负序分量幅值；ω为电网电压基波角频率；
[0025]
通过clark变换可以得到αβ坐标系下的网侧电压e
α
(t)、e
β
(t)为：
[0026][0027]
其中，表示αβ坐标系下的正序分量幅值，表示αβ坐标系下的负序分量幅值。
[0028]
根据clark变换的特性，以相对于αβ坐标系中α轴的角速度ω逆时针旋转，以相对于αβ坐标系中α轴的角速度ω顺时针旋转；与基频正序旋转坐标系相对静止，与基频负序旋转坐标系相对静止；
[0029]
基频正序旋转坐标系以相对于αβ坐标系中α轴的角速度ω逆时针旋转；基频负序旋转坐标系以相对于αβ坐标系中α轴的角速度ω顺时针旋转；
[0030]
定义：电网电压特征值分别为在基频正序旋转坐标系中d轴、q轴上的投影；电网电压特征值分别为为在基频负序旋转坐标系中d轴、q轴上的投影；
[0031]
同理于以上步骤，可以得到电流特征值
[0032]
根据瞬时无功功率理论，复功率s(t)可表示为：
[0033][0034]
其中，j为复数单位，p(t)为瞬时有功功率，q(t)为瞬时无功功率，e
α
、e
β
分别为三相电网电压e
a
、e
b
、e
c
进行clark变换后的α轴分量、β轴分量，i
a
、i
β
分别为三相电流i
a
、i
b
、i
c
进行clark变换后的α轴分量、β轴分量；
[0035]
三相电压电流在两相dq旋转坐标系下均表现为直流量，能够有效简化参考电流的推导过程，根据上式可得到入网瞬时有功功率p(t)、入网瞬时无功功率q(t)：
[0036][0037]
式中，p
c2
(t)、p
s2
(t)是瞬时有功功率中含有的二次谐波对应的系数；p0(t)是入网瞬时有功功率中的直流分量；q
c2
(t)、q
s2
(t)是瞬时无功功率中含有的二次谐波对应的系数；q0(t)是入网瞬时无功功率中的直流分量；
[0038]
其具体的表达式分别为：
[0039][0040]
换回αβ坐标系下，此时表达式为：
[0041][0042]
其中
[0043][0044]
整合后，可用矩阵形式表示为：
[0045][0046]
反解矩阵方程，通过在不同控制目标下可以得到参考电流并在参考电流表达式中引入系数k，可以将参考电流表达式简化为：
[0047][0048]
其中
[0049][0050]
在控制过程中主要通过改变k值来实现不同的控制：k＝
‑
1时，恒定的有功功率控制，主要用于消除有功功率的二次波动；k＝0时，负序电流抑制，使输出的三相电流平衡；k＝1时，恒定的无功功率控制，主要消除无功功率的二次波动。
[0051]
进一步地，步骤5所述根据算得的延时时间确定复矢量解耦环路，具体如下：
[0052]
由信号采样以及pwm惯性环节带来的延时时间为τ
d
，一般选为：
[0053][0054]
其中，f
s
为开关频率，随着开关频率的降低，则对应的延时时间将会增大。
[0055]
时域下αβ坐标系下的正序矢量与dq坐标系下的正序矢量存在如下关系：
[0056][0057]
根据确定的延时时间τ
d
可得dq坐标系下的正序延时环节为将该延时环节转换到αβ坐标系下，可得
[0058]
根据延时时间τ
d
可得dq坐标系下的正序延时环节为：
[0059][0060]
则对应的dq坐标系下的负序延时环节为：
[0061][0062]
其中ω为电网电压基波角频率。
[0063]
将该延时环节转换到αβ坐标系下，可得g
αβ_d
(s)为；
[0064][0065]
加入延时环节后的被控对象g
′
vienna_αβ
(s)表示为：
[0066]
[0067]
延时环节也会对电网电压不平衡时系统的有功功率与无功功率间的耦合产生影响，而且随着开关频率的降低，有功与无功功率间的耦合程度也更加严重。
[0068]
根据给出的vienna整流器的延时环节，可以假设正序延迟补偿环节的表达式为：
[0069][0070]
其中为延时补偿角，此时有：
[0071][0072]
已知正序时s＝jω，可算得，此时的延时补偿角则正序延时补偿环节为同理可得负序延时补偿环节
[0073]
为了方便计算，通常将延时补偿环节经过欧拉变换：
[0074][0075]
考虑到低开关频率下vienna整流器在αβ坐标系下建模时，虽然电流i
a
与i
β
之间没有耦合，但是系统内部仍存在耦合，这种耦合无法通过传统的比例谐振控制器来消除，因此设计了一种降阶谐振控制器来实现系统内部的解耦。
[0076]
根据αβ坐标系下与dq坐标系下的正序矢量存在的关系，可以推出αβ坐标系下正序复矢量解耦控制器为
[0077][0078]
同理可得负序复矢量解耦控制器为：
[0079][0080]
其中，k
p
为比例系数，k
i
为谐振系数，k
r
为谐振系数。
[0081]
为了实现非理想电网中αβ坐标系下正负序分量的同时控制，以及避免αβ坐标系下电流i
a
与i
β
的正负序分离环节，可以得到加入延时补偿后的复矢量电流控制器g
αβ
(s)为
[0082][0083]
进一步地，步骤5所述推导了一种非理想电网条件下的耦合系数关系，能直观表示有功功率与无功功率之间的耦合分析来验证复矢量电流控制器的有效性，具体结果如下：
[0084]
不考虑电网电压扰动时电流环闭环传递函数g(s)为：
[0085][0086]
其中，g
vienna_αβ
(s)为αβ坐标系下vienna整流器对象传递函数；g
αβ
(s)为电流控制器传递函数；re(s)为电流环闭环传递函数的实部分量；im(s)为电流环闭环传递函数的虚部分量。
[0087]
根据上式可得αβ坐标系下电流反馈值i
α
(s)、i
β
(s)之间的关系为：
[0088][0089]
[0090]
若有功功率和无功功率指令按阶跃响应变化，设u(t)为阶跃响应变化，则有功功率指令p0(t)＝pu(t)、参考无功功率q0(t)＝qu(t)。根据参考电流计算公式，可以得到时域下αβ轴参考电流为
[0091][0092][0093]
采用laplace变换可得频域下αβ轴参考电流为
[0094][0095][0096]
代入αβ坐标系下电流反馈值i
α
(s)、i
β
(s)可得
[0097][0098][0099]
其中
[0100][0101][0102][0103][0104]
将a(s)、b(s)、c(s)、d(s)反laplace变换到时域下得到a(t)、b(t)、c(t)、d(t)，则时域下αβ坐标系电流反馈值i
α
(t)、i
β
(t)：
[0105][0106][0107]
根据权利要求4中的瞬时复功率的计算公式可得瞬时有功功率p(t)与无功功率q(t)的表达式，分别为
[0108][0109][0110]
代入相应的αβ坐标系下电流反馈值以及正负序电压，可得
[0111][0112][0113]
耦合系数h1、h2分别为
[0114][0115][0116]
引入不平衡度的概念，定义不平衡度λ为负序分量幅值与正序分量幅值的比值，得到简化后耦合系数表达式为：
[0117][0118][0119]
本发明与现有技术相比，其显著优点在于：(1)在静止参考坐标系下进行控制，减小了计算复杂度以及不必要的延时与误差；(2)能够有效改善非理想电网条件下有功功率与无功功率之间的耦合，提高系统的动态性能，且控制系统简单，易于实现。
附图说明
[0120]
图1是本发明基于静止坐标系下的复矢量电流环解耦控制系统的结构示意图。
[0121]
图2是本发明基于静止坐标系下的复矢量电流环解耦控制系统的控制框图。
[0122]
图3是vienna整流器的主电路结构示意图。
[0123]
图4是本发明实施例中采用传统比例谐振控制以及本发明的解耦控制方法的不考虑系统延时的耦合系数示意图。其中(a)是采用传统比例谐振控制耦合系数h1示意图，(b)是采用传统比例谐振控制耦合系数h2示意图，(c)是采用本发明的解耦控制方法的耦合系数h1示意图，(d)是采用本发明的解耦控制方法的耦合系数h2示意图。
[0124]
图5是本发明实施例中采用传统比例谐振控制以及本发明的解耦控制方法的考虑系统延时的耦合系数示意图。其中(a)是采用传统比例谐振控制器的耦合系数h1示意图，(b)是采用传统比例谐振控制器的耦合系数h2示意图，(c)是采用本发明的解耦控制方法的
耦合系数h1示意图，(d)是采用本发明的解耦控制方法的耦合系数h2示意图。
[0125]
图6是vienna整流器接入电网条件下的三相交流电压、三相交流电流、直流侧电压及功率的波形图，其中(a)为使用本发明方法后开关频率为5khz时的三相交流电压、三相交流电流、直流侧电压及功率的波形图；(b)为使用本发明方法后开关频率为2.5khz时的三相交流电压、三相交流电流、直流侧电压及功率的波形图。
[0126]
图7是使用本发明方法前后开关频率为5khz时三相交流电压、三相交流电流、直流侧电压、有功功率与无功功率的波形图，其中(a)为使用本发明的控制方法前的三相交流电压、三相交流电流、直流侧电压、有功功率与无功功率的波形图；(b)为使用本发明的控制方法后的三相交流电压、三相交流电流、直流侧电压、有功功率与无功功率的波形图。
[0127]
图8是使用本发明方法前后开关频率为2.5khz时三相交流电压、三相交流电流、直流侧电压、有功功率与无功功率的波形图，其中(a)为使用本发明的控制方法前的三相交流电压、三相交流电流、直流侧电压、有功功率与无功功率的波形图；(b)为使用本发明的控制方法后的三相交流电压、三相交流电流、直流侧电压、有功功率与无功功率的波形图。
具体实施方式
[0128]
下面结合附图及具体实施例对本发明作进一步详细说明。
[0129]
结合图1，本发明基于静止坐标系下的复矢量电流环解耦控制装置，包括vienna整流器、数字处理控制模块和驱动电路，其中数字处理控制模块包括采样单元、电压控制单元、参考电流计算单元、复矢量电流控制单元和正弦脉宽调制单元。
[0130]
所述采样单元分别采集vienna整流器直流侧上、下电容电压信号发送至电压控制单元，采集vienna整流器交流侧的三相电压信号以及vienna整流器交流侧的三相电流信号，并分别进行clark变换得到静止坐标系下的电压和电流，静止坐标系下参考电流生成单元以及复矢量电流解耦控制单元；采样得到的直流侧上、下电容电压信号经过电压控制单元得到有功功率参考信号；有功功率参考信号以及坐标变换后得到的电压、电流信号经过静止坐标系下参考电流生成单元处理，得到静止坐标系下电流参考信号；复矢量电流解耦控制单元将电流参考信号进行处理得到调制波信号，送至正弦脉宽调制单元，正弦脉宽调制单元的输出端经过驱动电路，接入三电平vienna整流器中每相桥臂的各个开关管；所述数字处理控制模块采用tms320f2808和epm1270t芯片。
[0131]
一种静止坐标系下的复矢量电流环解耦控制方法，包括以下步骤：
[0132]
步骤1、在每个开关周期内，采样单元采集交流侧三相电压e
a
、e
b
、e
c
，交流侧三相电流i
a
、i
b
、i
c
经clark变换变换到静止αβ坐标系下；
[0133]
步骤2、采样直流侧上电容电压u
c1
和直流侧下电容电压u
c2
与电压参考基准信号进行比较，通过比例积分调节得到误差信号，并与电压参考基准信号相乘，得到有功功率参考基准信号；
[0134]
电压环pi控制器的传递函数为：
[0135][0136]
其中，k
up
为比例系数，k
ui
为积分系数；
[0137]
结合图2，有功功率参考基准信号p
*
表达式为：
[0138][0139]
其中，u
dc
为直流侧上电容电压之和，为直流侧参考基准电压；
[0140]
步骤3、根据得到的有功功率参考基准信号，提取出电网电压特征值并进行参考电流计算，得到αβ坐标系下的参考电流i
*α
、i
*β
；
[0141]
非理想电网电压e
a
(t)、e
b
(t)、e
c
(t)可分解为正序分量和负序分量，在abc坐标系下的表达式为：
[0142][0143]
其中，下标a、b、c表示a相、b相、c相；上标+、
‑
分别表示正序分量、负序分量；表示正序分量的幅值，表示负序分量幅值；ω为电网电压基波角频率；
[0144]
通过clark变换可以得到αβ坐标系下的网侧电压e
α
(t)、e
β
(t)为：
[0145][0146]
其中，表示αβ坐标系下的正序分量幅值，表示αβ坐标系下的负序分量幅值。
[0147]
根据clark变换的特性，以相对于αβ坐标系中α轴的角速度ω逆时针旋转，以相对于αβ坐标系中α轴的角速度ω顺时针旋转；与基频正序旋转坐标系相对静止，与基频负序旋转坐标系相对静止；
[0148]
基频正序旋转坐标系以相对于αβ坐标系中α轴的角速度ω逆时针旋转；基频负序旋转坐标系以相对于αβ坐标系中α轴的角速度ω顺时针旋转；
[0149]
定义：电网电压特征值分别为在基频正序旋转坐标系中d轴、q轴上的投影；
[0150]
电网电压特征值分别为为在基频负序旋转坐标系中d轴、q轴上的投影；
[0151]
同理于可以得到电流特征值
[0152]
根据瞬时无功功率理论，复功率s(t)可表示为：
[0153][0154]
其中，j为复数单位，p(t)为瞬时有功功率，q(t)为瞬时无功功率，e
α
、e
β
分别为三相电网电压e
a
、e
b
、e
c
进行clark变换后的α轴分量、β轴分量，i
a
、i
β
分别为三相电流i
a
、i
b
、i
c
进行clark变换后的α轴分量、β轴分量；
[0155]
三相电压电流在两相dq旋转坐标系下均表现为直流量，能够有效简化参考电流的推导过程，根据上式可得到入网瞬时有功功率p(t)、入网瞬时无功功率q(t)：
[0156][0157]
式中，p
c2
(t)、p
s2
(t)是瞬时有功功率中含有的二次谐波对应的系数；p0(t)是入网
瞬时有功功率中的直流分量；q
c2
(t)、q
s2
(t)是瞬时无功功率中含有的二次谐波对应的系数；q0(t)是入网瞬时无功功率中的直流分量；
[0158]
其具体的表达式分别为：
[0159][0160]
换回αβ坐标系下，此时表达式为：
[0161][0162]
其中
[0163][0164]
整合后，可用矩阵形式表示为：
[0165][0166]
反解矩阵方程，通过在不同控制目标下可以得到参考电流并在参考电流表达式中引入系数k，可以将参考电流表达式简化为：
[0167][0168]
其中
[0169][0170]
在控制过程中主要通过改变k值来实现不同的控制：k＝
‑
1时，恒定的有功功率控制，主要用于消除有功功率的二次波动；k＝0时，负序电流抑制，使输出的三相电流平衡；k＝1时，恒定的无功功率控制，主要消除无功功率的二次波动。
[0171]
步骤4、根据三电平vienna整流器的开关频率f
s
确定系统的延时时间τ
d
为：
[0172][0173]
步骤5、根据算得的延时时间确定复矢量解耦环路，并通过系统的耦合系数分析来验证复矢量电流控制器的有效性；
[0174]
时域下αβ坐标系下的正序矢量与dq坐标系下的正序矢量存在如下关系：
[0175][0176]
根据确定的延时时间τ
d
可得dq坐标系下的正序延时环节为将该延时环节转换到αβ坐标系下，可得
[0177]
根据延时时间τ
d
可得dq坐标系下的正序延时环节为：
[0178][0179]
则对应的dq坐标系下的负序延时环节为：
[0180][0181]
其中ω为电网电压基波角频率。
[0182]
将该延时环节转换到αβ坐标系下，可得g
αβ_d
(s)为；
[0183][0184]
加入延时环节后的被控对象g
′
vienna_αβ
(s)表示为：
[0185][0186]
延时环节也会对电网电压不平衡时系统的有功功率与无功功率间的耦合产生影响，而且随着开关频率的降低，有功与无功功率间的耦合程度也更加严重。
[0187]
根据vienna整流器的延时环节，可以假设正序延迟补偿环节的表达式为：
[0188][0189]
其中为延时补偿角，此时有：
[0190][0191]
已知正序时s＝jω，可算得，此时的延时补偿角则正序延时补偿环节为同理可得负序延时补偿环节
[0192]
为了方便计算，通常将延时补偿环节经过欧拉变换：
[0193][0194]
考虑到低开关频率下vienna整流器在αβ坐标系下建模时，虽然电流i
a
与i
β
之间没
有耦合，但是系统内部仍存在耦合，这种耦合无法通过传统的比例谐振控制器来消除，因此设计了一种降阶谐振控制器来实现系统内部的解耦。
[0195]
根据时域下αβ坐标系下与dq坐标系下的正序矢量的关系，可以推出αβ坐标系下正序复矢量解耦控制器为
[0196][0197]
同理可得负序复矢量解耦控制器为：
[0198][0199]
其中，k
p
为比例系数，k
i
为谐振系数，k
r
为谐振系数。
[0200]
为了实现非理想电网中αβ坐标系下正负序分量的同时控制，以及避免αβ坐标系下电流i
a
与i
β
的正负序分离环节，可以得到加入延时补偿后的复矢量电流控制器g
αβ
(s)为
[0201][0202]
则复矢量电流控制器的控制框图如图3所示。
[0203]
不考虑电网电压扰动时电流环闭环传递函数g(s)为：
[0204][0205]
其中，g
vienna_αβ
(s)为αβ坐标系下vienna整流器对象传递函数；g
αβ
(s)为电流控制器传递函数；re(s)为电流环闭环传递函数的实部分量；im(s)为电流环闭环传递函数的虚部分量。
[0206]
根据上式可得αβ坐标系下电流反馈值i
α
(s)、i
β
(s)之间的关系为：
[0207][0208][0209]
若有功功率和无功功率指令按阶跃响应变化，设u(t)为阶跃响应变化，则有功功率指令p0(t)＝pu(t)、参考无功功率q0(t)＝qu(t)。根据参考电流计算公式，可以得到时域下αβ轴参考电流为
[0210][0211][0212]
采用laplace变换可得频域下αβ轴参考电流为
[0213]
[0214][0215]
代入αβ坐标系下电流反馈值i
α
(s)、i
β
(s)可得
[0216][0217][0218]
其中
[0219][0220][0221][0222][0223]
将a(s)、b(s)、c(s)、d(s)反laplace变换到时域下得到a(t)、b(t)、c(t)、d(t)，则时域下αβ坐标系电流反馈值i
α
(t)、i
β
(t)：
[0224][0225][0226]
根据瞬时复功率的计算公式可得瞬时有功功率p(t)与无功功率q(t)的表达式，分别为
[0227][0228][0229]
代入相应的αβ坐标系下电流反馈值以及正负序电压，可得
[0230][0231][0232]
耦合系数h1、h2分别为
[0233][0234][0235]
不考虑数字控制延时，耦合系数只表示系统内部的耦合，结合图4，本发明控制方法的能够有效减小系统内部耦合。考虑了数字控制延时，耦合系数包含了系统内部以及延时环节的耦合情况，结合图5，可以看出本发明控制方法的能够有效减小也能够有效抑制延时环节带来的耦合。
[0236]
步骤6、变换得到的电流i
α
、i
β
与参考电流进行比较，通过复矢量解耦环路以及clark反变换，得到三相调制信号u
a
、u
b
、u
c
；
[0237]
步骤7、三相调制信号u
a
、u
b
、u
c
经正弦脉宽调制单元生成脉宽调制信号，通过驱动电路控制vienna整流器开关管的工作。
[0238]
vienna整流器的调制规则为：如图3所示，以a相为例，在调制波的正半周，当载波大于调制波时，令s
a1
、s
a2
导通，a相桥臂电压为0，当载波小于调制波时，令s
a1
、s
a2
关断，a相桥臂电压为u
dc
/2；在调制波的负半周，当载波小于调制波时，令s
a1
、s
a2
导通，a相桥臂电压为0，当载波大于调制波时，令s
a1
、s
a2
关断，a相桥臂电压为
‑
u
dc
/2。b、c两相的调制策略与a相相同。
[0239]
其中u
dc
为vienna整流器输出侧直流母线电压。
[0240]
实施例1
[0241]
本实施例利用matlab中的simulink工具搭建了三相vienna整流电路，输入电压经三相vienna整流电路整流后得到直流电。
[0242]
仿真过程中的电气参数设置如表1：
[0243]
表1
[0244][0245]
仿真主要完成了两种开关频率5khz和2.5khz下，传统比例谐振控制方法和改进的基于解耦的比例谐振控制方法的对比仿真。对vienna整流器的动态性能分析前，先对该电网条件下的稳态性能进行仿真分析，从图6中可以看出，开关频率为5khz和2.5khz时该控制方法能够实现电网电压不平衡时交流侧三相电流正弦化以及直流侧电压恒定于给定电压，说明本发明设计的基于解耦的电流控制方法能使vienna整流器在电网电压不平衡时正常
运行。
[0246]
对比图7(a)与图7(b)、图8(a)与图8(b)中无功功率的波形可以看出，采用改进的基于解耦的比例谐振控制方法，相比于传统比例谐振控制方法，有功功率发生突变时，无功功率平均值的暂态变化范围更小，恢复稳定的时间更短。因此，从上图的对比可以看出，本文所提出的基于解耦的比例谐振控制方法能够有效减小有功功率与无功功率间的耦合，提高系统的动态性能。对比图7(a)和图8(a)可以发现，当采用传统比例谐振控制方法时，开关频率由5khz降到2.5khz后，能够明显看出有功突变时，无功的暂态变化幅值增大，且恢复稳定的时间变长，说明开关频率降低后，系统的延时环节加剧了功率间的耦合。而且，从图8(a)与图8(b)中无功功率的波形的对比也可以看出，本文所提出的基于解耦的比例谐振控制方法能够有效减小有功功率与无功功率间的耦合，提高系统的动态性能。
[0247]
综上所述，本发明基于静止坐标系下复矢量的电流环解耦控制的装置及方法，应用于低开关频率非理想电网条件下的vienna整流器，该控制方法通过静止坐标系延时时间的确定，进而确定延时解耦环节，有效抑制了低开关频率非理想电网条件下有功功率与无功功率之间的耦合，而且本发明通过参考电流的化简，避免了静止坐标系下电流的正负序分解，简化了系统计算以及避免了不必要的延时与误差。本发明还推导了一种非理想电网条件下有功功率与无功功率之间耦合系数的关系式，能够直观地显示系统中有功功率与无功功率之间耦合情况。