一种交直流混合微电网直流侧电压纹波的抑制方法与流程

1.本发明属于电力系统领域，具体为一种交直流混合微电网直流侧电压纹波的抑制方法。


背景技术：

2.交直流混合微电网因为其可靠性、灵活性以及能更大程度地消纳可再生能源，被认为是未来智能电网的发展方向，交直流混合微电网与交流微网和直流微网相比有其自己的特点，交直流混合微电网直流侧电压波动就是一个值得深入研究探讨的课题，直流侧电压波动造成直流侧电压母线失去稳定，将会影响负荷的稳定运行，造成交直流混合微电网的保护动作，影响交直流两侧电网正常运行。
3.交直流混合微电网直流侧电压波动可以分为扰动型波动和振荡型波动，其中扰动型波动产生的主要原因为直流母线上的负荷的波动、分布式电源的功率波动、交直流微电网之间传输功率的波动，振荡型波动产生的主要原因为交直流混合微电网交流侧电压不平衡、交流侧电网故障、交流侧非线性负载产生的谐波、电力电子装置的级联和并联。
4.在交直流混合微电网中直流侧母线电压波动一般靠增加直流母线电容来平抑直流电压波动，直流母线电容一般采用电解电容，但是电解电容体积比较大、功率密度低、寿命短制约了其大规模、大范围地使用。现阶段针对直流侧电压扰动型波动已经大规模地展开，主要是通过加快相关电力电子设备对直流电压波动的扰动检测与补偿速度，主要有电流前馈的控制方法、功率前馈的控制方法、优化前馈的控制方法，针对这些控制方法进一步的研究主要为了减少传感器数量、增强微电网的可扩展性，大量的观测器被使用到其中。
5.现阶段针对直流侧电压振荡型波动还未全面展开，在正常运行时往往存在交流子网电压不平衡的情形，在这种情形下交直流混合微电网直流侧电压会产生二次纹波，目前研究人员针对交流子网电压不平衡情行下造成的直流侧2倍频纹波抑制方法主要是从直流侧入手去解决，而未从交直流两侧同时考虑来抑制交直流混合微电网2倍频波动，本发明主要针对此方面进行展开研究。


技术实现要素：

6.针对交直流混合微电网交流子网电压不平衡情形下，交流子网和直流子网将会有2倍频的功率传递，同时直流电压母线上会产生2倍频纹波电压，会影响负荷的稳定运行，造成交直流混合微电网的保护动作，影响交直流两侧电网正常运行等问题，本发明提供了一种交直流混合微电网直流侧电压纹波的抑制方法。本方法从交直流混合微电网交流侧和直流侧协同考虑，在交流侧对直流电压纹波进行一次抑制(即使用负序分量补偿策略)，因为交流微网不平衡对直流子网母线电压造成的二倍频脉动，在直流侧对直流电压纹波进行二次抑制(即使用改进的直流有源滤波器(active power filter，dc
‑
apf))，整个方法以直流侧电压稳定为控制目标，对交直流混合微电网直流电压纹波进行抑制。
7.为了达到上述目的，本发明采用了下列技术方案：
8.本发明提供一种交直流混合微电网模型系统：包括直流子网、交流子网、交直流换流器dc/ac和滤波器，其中交流子网经交直流变换器和滤波器lcl与交流子网连接，直流子网包括分布式电源、换流器dc/dc、直流负载、直流有源滤波器和直流母线，系统分布式电源经dc/dc换流器接入直流母线、直流母线上接有直流负载和直流有源滤波器；交流子网包括系统分布式电源、换流器dc/ac、交流母线、交流负载，系统分布式电源经dc/ac换流器接入交流母线，交流母线上接有交流负载。
9.进一步，所述换流器的数学模型的建立，具体包括以下步骤：
10.步骤1，建立换流器交流侧三相的动态方程：
[0011][0012]
步骤2，使用派克变换，将步骤1三相abc坐标系转换到dq旋转坐标系：其中，i
1a
、i
1b
、i
1c
转换到dq坐标系下为i
1d
、i
1q
；i
2a
、i
2b
、i
2c
转换到dq坐标系下为i
2d
、i
2q
；u
a
、u
b
、u
c
转换到dq坐标系下为u
d
、u
q
；u
ca
、u
cb
、u
cc
转换到dq坐标系下为u
cd
、u
cq
；u
ga
、u
gb
、u
gc
转换到dq坐标系下为u
gd
、u
gq
；l
1a
＝l
1b
＝l
1c
＝l1；l
2a
＝l
2b
＝l
2c
＝l2；c
a
＝c
b
＝c
c
＝c；w为交流子网电压角频率；
[0013][0014]
本发明还提供一种交直流混合微电网直流电压纹波的抑制方法，包括以下步骤：
[0015]
步骤1，在交流侧对直流电压纹波进行一次抑制，即使用负序分量补偿策略；
[0016]
步骤2，在直流侧对直流电压纹波进行二次抑制，即使用改进的直流有源滤波器进行抑制。
[0017]
进一步，所述步骤1中，在交流侧对直流电压纹波进行一次抑制的方法，具体包括以下步骤：
[0018]
(1)使用全通滤波器法将交流子网电压、并入交流子网电流分解为αβ坐标系下正负序分量，并将αβ坐标系下正负序分量转换为dq坐标系下的正负序分量；
[0019]
(2)将交流子网电压以及并入交流子网电流，以抑制功率波动为控制目标，结合交流子网电压dq轴正负序分量计算出并入交流子网电流在dq轴下的正负序分量参考值，使用直流电压外环通过pi控制生成功率参考值；
[0020]
(3)将交流子网电压、并入交流子网电流的正序分量经过pi双闭环控制得到对应的正序dq轴分量，负序分量经过相同的pi双闭环控制得到对应的负序dq轴分量，再将负序分量按正序分量的控制方法叠加到控制环中，通过svpwm调制来抑制换流器流入交流子网的负序分量，从而抑制因为交流子网不平衡而在直流子网侧引起的2倍频脉动。
[0021]
进一步，所述步骤2中在直流侧对直流电压纹波进行二次抑制的方法，具体包括以
下步骤：在换流器直流子网侧使用改进的直流有源滤波器将直流母线波动的功率转移到直流有源滤波器中或者将直流有源滤波器中的功率转移到直流母线中以维持直流母线的稳定。
[0022]
更进一步，所述步骤(1)的具体计算过程为：
[0023]
在交直流混合微电网交流子网电压不平衡条件下，不考虑谐波分量，交流子网三相电压可以表示为：
[0024][0025]
其中u
ga
、u
gb
、u
gc
为交流子网三相电压，u
+
、u
‑
分别为交流子网电压正序和负序分量幅值，
[0026]
进一步，可将交流子网正负序电压写成下式：
[0027][0028]
为了便于分析，令θ＝0
°
，将公式(6)、(7)经过clark变换可以得到交流子网电压在αβ静止坐标系下得正负序分量为：
[0029][0030][0031]
其中为交流子网电压在αβ坐标系下的正序分量，为交流子网电压在αβ坐标系下的负序分量。
[0032]
则在混合微电网交流子网电压不平衡的条件下，交流子网电压、并入交流子网电流在αβ静止坐标系下为：
[0033][0034]
其中为并入交流子网电流在αβ坐标系下的正序分量，为并入交流子网电流在αβ坐标系下的负序分量。
[0035]
将交流子网电压、并入交流子网电流由αβ坐标系转换到dq旋转坐标系下为：
[0036][0037]
式中，其中，为交流子网电压及并入交流子网电流在dq坐标系下的正序分量，为交流子网电压及并入交流子网电流在dq坐标系下的负序分量，e
jwt
为旋转因子。
[0038]
所述(2)的具体计算过程为：
[0039]
由瞬时功率可得复功率为：
[0040]
联立式(11)、(12)求解得交直流混合微电网交流子网和直流子网传输有功功率p、无功功率q为：
[0041][0042]
其中，p0和q0分别为有功、无功直流分量，p
2(1)
和p
2(2)
为有功二倍频正余弦分量幅值，q
2(1)
和q
2(2)
为无功二倍频正余弦分量幅值，各分量计算如下：
[0043][0044]
为了控制在交直流混合微电网交流子网电压不平衡条件下，因为换流器采用电网电压定矢量控制方式，所以有则有：
[0045][0046]
以抑制有功功率为目标，则有：
[0047][0048]
根据式16可以求得，正负序电流在dq轴坐标系下的参考值为：
[0049][0050]
其中p
0ref
为有功功率参考值，q
0ref
为无功功率参考值，为接入交流微网正序d轴参考电流，为接入交流微网正序q轴参考电流,为接入交流微网负序d轴参考电流，为接入交流微网负序q轴参考电流，
[0051]
设dq同步旋转坐标与交流子网电压u
g
同步，根据瞬时功率理论换流器传输的有功功率和无功功率为：
[0052][0053]
因为采用电压定矢量控制，所以u
gq
＝0，则18式可以简化为：
[0054][0055]
若换流器直流侧输入有功功率为：p＝u
dc
i
dc
，不考虑换流器自身损耗，则有换流器直流侧电压u
dc
与换流器输出电流i
gd
成正比，有功功率p与电流i
gd
也成正比，因此可以控制输出电流i
gd
来控制输出有功功率p和直流侧电压u
dc
；因此引入直流电压外环，并通过pi调节构成直流电压闭环控制，输出量即为有功功率参考值p
0ref
，同时设置换流器功率因数为1，则无功功率参考值q
0ref
＝0。
[0056]
所述改进的直流有源滤波器是将传统的比例控制器更改为能更好跟踪二倍频脉动的准比例谐振控制器。
[0057]
所述直流电压纹波二次抑制方法的具体步骤为：
[0058]
首先，将实际的直流母线电压u
dc
通过低通滤波器得到的电压与实际直流母线电压u
dc
做差得到直流母线电压纹波分量δu
dc
；
[0059]
直流母线电压纹波分量δu
dc
与零比较后的值通过准比例谐振控制器得到直流母线电容纹波参考电流i
c1ref
；
[0060]
直流有源滤波器补偿电容c2的电压u
dc2
与直流有源滤波器补偿电容c2的参考电压比较后经比例积分控制器调节后得到直流有源滤波器补偿电容参考电流i
c2ref
；
[0061]
将母线电容纹波参考电流i
c1ref
和直流有源滤波器补偿电容参考电流i
c2ref
之和与电感电流i
l
作差经比例积分控制器调节后与pwm载波比较后作为q1和q2互补调制信号，来控制q1和q2的开通和关断，从而决定是将直流母线波动的功率转移到直流有源滤波器中还是将直流有源滤波器中的功率转移到直流母线中来维持直流母线的稳定，从而抑制直流纹波。
[0062]
与现有技术相比本发明具有以下优点：
[0063]
(1)从仿真结果可知，本发明负序分量补偿法作为直流纹波一次抑制，同时改进的dc
‑
apf作为直流纹波的二次抑制，实现了交直流纹波抑制的协同运行，根据分析结果可知直流纹波从10v电压波动降到了0.5v的电压波动，有功功率波动从3.29kw降到0.38kw左右，验证了本发明抑制方法的有效性及可行性。
[0064]
(2)本发明方法仅从控制层面入手，并未增加一次设备，可以大大降低直流纹波的治理成本。
[0065]
(3)本发明选用准比例谐振控制器(qpr)既保持了比例谐振控制器(pr)在谐振频率处增益高的优点，又拓宽了高增益处的带宽，所以在直流电压纹波发生偏移时也能起到很好的跟踪效果。
附图说明
[0066]
图1为交直流混合微电网模型系统图。
[0067]
图2为本发明换流器模型图。
[0068]
图3为本发明换流器控制框图。
[0069]
图4为全通滤波器提取正负序分量原理图。
[0070]
图5为电压定向矢量图。
[0071]
图6为负序分量补偿控制原理图。
[0072]
图7为kr＝3,kp＝1,10,100时qpr的伯德图.
[0073]
图8为kp＝1,kr＝3,30,300时qpr伯德图。
[0074]
图9为直流有源滤波器的模型图。
[0075]
图10为直流有源滤波器的控制框图。
[0076]
图11为仿真情形1的直流电压波形图。
[0077]
图12为仿真情形1的直流纹波fft分析图。
[0078]
图13为仿真情形1的有功功率波形图。
[0079]
图14为仿真情形2的直流电压波形图。
[0080]
图15为仿真情形2的有功功率波形图。
[0081]
图16为仿真情形3的直流电压波形图。
[0082]
图17为仿真情形3的有功功率波形图。
[0083]
图18为仿真情形4的直流电压波形图。
[0084]
图19为仿真情形4的有功功率波形图。
[0085]
图20仿真情形4的并入交流子网电流fft分析图。
具体实施方式
[0086]
下面结合本发明实施例和附图，对本发明实施例中的技术方案进行具体、详细的说明。应当指出，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干变型和改进，这些也应视为属于本发明的保护范围。
[0087]
实施例1
[0088]
一种交直流混合微电网模型系统(图1)：包括直流子网、交流子网、交直流变换器dc/ac和滤波器，其中交流子网经交直流变换器dc/ac和滤波器lcl与交流子网连接；直流子网包括分布式电源、换流器dc/dc、直流负载、直流有源滤波器和直流母线，系统分布式电源经dc/dc换流器接入直流母线、直流母线上接有直流负载和直流有源滤波器；交流子网包括系统分布式电源、dc/ac、交流母线、交流负载，系统分布式电源经dc/ac换流器接入交流母线，交流母线上接有交流负载。
[0089]
实施例2
[0090]
换流器的数学模型的建立
[0091]
根据图2换流器模型建立换流器交流侧动态方程如下：
[0092][0093]
将上述动态方程，使用派克变换，将该三相abc坐标系转换到dq旋转坐标系。其中i
1a
、i
1b
、i
1c
转换到dq坐标系下为i
1d
、i
1q
；i
2a
、i
2b
、i
2c
转换到dq坐标系下为i
2d
、i
2q
；u
a
、u
b
、u
c
转换到dq坐标系下为u
d
、u
q
；u
ca
、u
cb
、u
cc
转换到dq坐标系下为u
cd
、u
cq
；u
ga
、u
gb
、u
gc
转换到dq坐标系下为u
gd
、u
gq
；l
1a
＝l
1b
＝l
1c
＝l1；l
2a
＝l
2b
＝l
2c
＝l2；c
a
＝c
b
＝c
c
＝c；w为交流子网电压角频率；
[0094][0095]
图3为换流器控制框图。
[0096]
实施例3
[0097]
交直流混合微电网直流电压纹波的抑制方法
[0098]
1、在交流侧对直流电压纹波进行一次抑制，具体包括以下步骤：
[0099]
步骤1，使用全通滤波器法将交流子网电压、并入交流子网电流分解为αβ坐标系下正负序分量，并将αβ坐标系下正负序分量转换为dq坐标系下的正负序分量；具体为：
[0100]
全通滤波器法具体原理如下：首先将不平衡分量x移向90
°
[0101][0102]
式中将不平衡分量x乘以ρ再与不平衡分量加减即可得到正负序分量，即：
[0103][0104]
仿真过程中使用全通滤波器代替
‑
ρ。原理结构如图4。
[0105]
根据全通滤波器法的原理，可得在交直流混合微电网交流子网电压不平衡条件下(不考虑谐波分量)，交流子网三相电压可以表示为：
[0106][0107]
其中u
+
、u
‑
分别为交流子网电压正序和负序分量幅值，
[0108]
进一步，可将交流子网正负序电压写成下式：
[0109][0110]
为了便于分析，令θ＝0
°
，将公式(6)、(7)经过clark变换可以得到交流子网电压在αβ静止坐标系下得正负序分量为：
[0111][0112][0113]
则在混合微电网交流子网电压不平衡的条件下，交流子网电压、电流在αβ静止坐标系下为：
[0114][0115]
将交流子网电压、电流由αβ坐标系转换到dq旋转坐标系下为：
[0116][0117]
式中，
[0118]
步骤2，在换流器控制策略中先将交流子网电压以及并入交流子网电流，以抑制功率波动为控制目标，结合交流子网电压dq轴正负序分量计算出并入交流子网电流在dq轴下的正负序分量参考值，使用直流电压外环通过pi控制生成功率参考值；具体为：
[0119]
由瞬时功率可得复功率为：式中“*”代表共轭复数。
[0120]
联立式(11)、(12)求解得交直流混合微电网交流子网和直流子网传输有功功率、无功功率为：
[0121][0122]
其中，p0和q0分别为有功、无功直流分量，p
2(1)
和p
2(2)
为有功二倍频正余弦分量幅值，q
2(1)
和q
2(2)
为无功二倍频正余弦分量幅值，各分量计算方法如下：
[0123][0124]
为了控制在交直流混合微电网交流子网电压不平衡条件下，因为换流器采用电网电压定矢量控制方式，所以有则有：
[0125][0126]
以抑制有功功率为目标，则有：
[0127][0128]
根据式16可以求得，正负序电流在dq轴坐标系下的参考值为：
[0129][0130]
其中p
0ref
为有功功率参考值，q
0ref
为无功功率参考值，为接入交流微网正序d轴参考电流，为接入交流微网正序q轴参考电流,为接入交流微网负序d轴参考电流，为接入交流微网负序q轴参考电流。
[0131]
由于在实际运行过程中换流器交流侧电流往往会含有丰富的不同频次的谐波，pll定向采用电网电压基波进行定向，提高锁相环的动态响应。设dq同步旋转坐标与交流子网电压u
g
同步，矢量图如图5，根据瞬时功率理论换流器传输的有功功率和无功功率为：
[0132][0133]
因为采用电压定矢量控制所以u
gq
＝0，则18式可以简化为：
[0134][0135]
若换流器直流侧输入有功功率为：p＝u
dc
i
dc
，不考虑换流器自身损耗，则有换流器直流侧电压u
dc
与换流器输出电流i
gd
成正比，有功功率p与电流i
gd
也成正比，因此可以控制输出电流i
gd
来控制输出有功功率p和直流侧电压u
dc
。
[0136]
因此引入直流电压外环，并通过pi调节构成直流电压闭环控制，输出量即为有功功率参考值p
0ref
，同时设置换流器功率因数为1，则无功功率参考值q
0ref
＝0。
[0137]
步骤3，将交流子网电压、并入交流子网电流的正序分量经过pi双闭环控制得到对
应的正序dq轴分量，负序分量经过相同的pi双闭环控制得到对应的负序dq轴分量，再将负序分量按正序分量的控制方法叠加到控制环中，通过svpwm调制来抑制换流器流入交流子网的负序分量，从而抑制因为交流子网不平衡而在直流子网侧引起的2倍频脉动。具体控制原理图如图6。
[0138]
2、直流电压纹波的二次抑制，具体包括以下步骤：使用改进的直流有源滤波器将直流母线波动的功率转移到直流有源滤波器中或者将直流有源滤波器中的功率转移到直流母线中以维持直流母线的稳定。所述改进的直流有源滤波器是将传统的比例控制器(pi)更改为能更好跟踪二倍频脉动的准比例谐振控制器(qpr)。
[0139]
准比例谐振控制器(qpr)其传递函数为：其中k
p
为比例系数，k
r
为谐振系数，w0为谐振角频率，w
c
为截止频率。
[0140]
图7为kr＝3,kp＝1,10,100时qpr的伯德图，可以看出在kr一定时kp越小qpr在谐振点处增益越大，图8为kp＝1,kr＝3,30,300时qpr伯德图，可以看出在kp一定时kr越大qpr在谐振点处增益越大。因此本发明的仿真分析采用的qpr参数为：k
p
＝1，k
r
＝300，w
c
＝8，w0＝200πrad/s。
[0141]
图9为直流有源滤波器的模型图，直流母线电压用u
dc
表示，直流母线电容用c1表示，直流有源滤波器补偿电容用c2表示，绝缘栅双极晶体管(igbt)q1和二极管d2构成降压斩波(buck)电路，绝缘栅双极晶体管(igbt)q2和d1构成升压斩波(boost)电路。将直流母线电压瞬时值u
dc
与直流母线电压给定值u
dcref
比较来决定dc
‑
apf的工作模式，当u
dc
＞u
dcref
，dc
‑
apf工作在buck模式，直流母线波动功率将会转移到直流有源滤波器补偿电容c2中；当u
dc
≤u
dcref
，dc
‑
apf工作在boost模式，直流有源滤波器补偿电容将会来补偿直流母线缺失的波动功率来维持直流母线电压的稳定。
[0142]
具体为：先将实际的直流母线电压u
dc
通过低通滤波器得到的电压与实际直流母线电压u
dc
做差得到直流母线电压纹波分量δu
dc
，
[0143]
直流母线电压纹波分量δu
dc
与零比较后的值通过qpr得到直流母线电容纹波参考电流i
c1ref
[0144]
直流有源滤波器补偿电容c2的电压u
dc2
与直流有源滤波器补偿电容c2的参考电压比较后经pi调节后得到补偿电容参考电流i
c2ref
[0145]
将母线电容纹波参考电流i
c1ref
和直流有源滤波器补偿电容参考电流i
c2ref
之和与电感电流i
l
作差经pi调节后与pwm载波比较后作为q1和q2互补调制信号，来控制q1和q2的开通和关断，从而决定是将直流母线波动的功率转移到直流有源滤波器中还是将直流有源滤波器中的功率转移到直流母线中来维持直流母线的稳定，从而抑制直流纹波。具体控制原理图如图10。
[0146]
仿真分析
[0147]
在matlab/simulink仿真试验平台搭建交直流混合微电网仿真模型系统，模型系统示意图如图1，仿真模型参数如下表所示：
[0148]
表1模型系统主要参数
[0149][0150]
文中分析所用到的纹波系数计算公式为：
[0151][0152]
式(20)中u
up
为直流电压波峰值，u
low
直流电压波谷值，u
average
为直流电压平均值，δu为纹波系数。
[0153]
仿真情形1
[0154]
在仿真情形1中，在0.5s时设置交流子网三相电压为a相电压：0.9pu，b相电压：0.8pu，c相电压0.45pu，换流器传输的有功功率为24.5kw(以下仿真情形均设置此三相不平衡电压及有功功率，换流器工作在整流模式换流器有功功率为负值，否则为正值)。系统未采取任何抑制策略，仿真波形如图11所示，可知未加任何抑制策略时直流电压波动幅值为10v左右，直流纹波系数δu为1.43％，从图13可知在交流子网电压不平衡时有功功率波动幅值为3.29kw。从图12分析可知在交流子网不平衡时直流电压纹波主要为2倍频纹波，直流电压二倍频纹波通过换流器耦合到换流器交流侧，会在交流侧产生3次谐波，进而使并入交流子网电流畸变影响系统电能质量，通过对并入交流子网电流进行傅里叶分析，可知并入交流子网电流总谐波畸变率thd＝9.96％。
[0155]
仿真情形2
[0156]
在仿真情形2中，系统采用改进的dc
‑
apf对直流电压二倍频纹波进行抑制并与传统的dc
‑
apf做出对比，在0.7s分别启动采用了pi控制和qpr控制的dc
‑
apf对直流电压进行抑制，如图14可知dc
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apf在采用pi控制时直流电压波动幅值由10v降到6v左右，纹波系数δu降为0.86％；dc
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apf在采用qpr控制时直流电压波动幅值由10v降到2v左右，纹波系数δu降为0.29％；图15为传统dc
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apf和改进dc
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apf有功功率波形对比图，可知在使用传统的dc
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apf和使用改进的dc
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apf均会使有功功率波动增加，有功功率波动从原来的3.29kw，增加到4.12kw左右。
[0157]
仿真情形3
[0158]
在仿真情形3中，在换流器使用负序补偿抑制策略，来补偿不平衡交流子网电压、并入交流子网电流负序分量来抑制有功功率的2倍频脉动，从而抑制直流电压纹波。从图13
中可知在0.5s同时采用负序分量补偿抑制策略，从图16可知直流电压波动幅值从10v降为3v左右，直流纹波系数δu降为0.43％；从图17可知在0.5s采用负序分量补偿抑制策略有功功率波动从原来的3.29kw，降到0.36kw左右。
[0159]
仿真情形4
[0160]
在仿真情形4中，结合仿真情形2改进的dc
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apf能够有效治理电压纹波和仿真情形3中负序分量补偿抑制策略能够对有功功率有效抑制且能平抑有功功率波动的优点，提出了一种交直流协同抑制策略，即在换流器交流侧使用负序分量补偿抑制策略在作为直流电压纹波的一次抑制，在系统直流侧使用改进的dc
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apf作为直流纹波的二次抑制策略来对直流纹波进行二次抑制直流电压、有功功率仿真波形如图18、19所示：在0.5s启动负序分量补偿抑制策略作为直流电压纹波一次抑制，直流电压波动幅值从10v降到3v，有功功率波动从3.29kw降为0.36kw；在0.7s使用改进的dc
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apf作为直流电压纹波二次抑制，直流电压波动幅值从3v降到0.5v左右，纹波系数δu降为0.07％，直流电压与交流子网平衡时基本一致，有功功率波动为0.38kw左右，有功功率波动也能得到很好的抑制；从图20可知在使用交直流协同抑制策略后换流器流入交流子网电流总谐波畸变量(thd)已从原来的9.96％降为1.28％。