一种副边钳位型移相全桥变换器

1.本发明涉及电力电子变流的的技术领域，具体地，涉及一种副边钳位型移相全桥变换器。


背景技术：

2.在全开关全桥变换器中，利用变压器漏感或者辅助电感来实现开关管的zvs，当变换器的开关模态变化时，输出整流二极管开始换流，此时原边的漏感或者辅助电感与输出整流二极管的结电容发生谐振，在输出整流二极管引起电压振荡和电压尖峰，造成输出整流二极管电压应力较高。
3.传统的原边钳位移相全桥拓扑，在原边引入两只钳位二极管，有效消除了输出整流二极管引起电压振荡和电压尖峰，并保留了移相全桥的软开关特性。
4.但传统原边钳位电路的固有拓扑决定了其存在局限性，如图1所示。其一：其钳位电路是由两个高压钳位二极管d1和d2组成。因为钳位二极管直接连接输入母线的正负极，故耐压需大于输入母线电压，对二极管要求较高。其二：分析原边钳位移相全桥拓扑的工作过程可知，钳位二极管中流过电流是谐振电感电流和原边电流之差，其初始值为谐振电流，随着输出滤波电感电流的上升，钳位二极管的电流相应下降。为了减小输出电流纹波，输出滤波电感一般设计的比较大，因此输出滤波电感电流上升比较慢，这样钳位二极管的电流下降的也比较慢，在超前桥臂和谐振电感以及钳位二极管中造成较大损耗，如果输出滤波电感的电流上升量小于谐振电流，那么二极管的导通时间会长达半个开关周期。而且钳位二极管是硬关断，存在严重的反向恢复问题，在输入电压很高的情况下，很容易损坏。


技术实现要素：

5.针对现有技术中的缺陷，本发明的目的是提供一种副边钳位型移相全桥变换器。
6.根据本发明提供的一种副边钳位型移相全桥变换器，所述副边钳位型移相全桥变换器的副边带中心抽头，所述中心抽头包括在副边中点处连接钳位二极管d5的阳极，钳位二极管d5的阴极连接输出的正母线。
7.优选地，所述副边钳位型移相全桥变换器的变比为1:0.5n：0.5n，n<0.5。
8.优选地，所述原边包括：mos管q1、mos管q2、mos管q3、mos管q4、电容cb、电感lr和变压器励磁电感lm；
9.所述mos管q1的源极与所述mos管q3的漏极连接，所述mos管q2的源极与所述mos管q4的漏极连接，原边绕组的一端通过所述电感lr和所述电容cb连接在所述mos管q1的源极与所述mos管q3的漏极之间，原边绕组的另一端连接在所述mos管q2的源极与所述mos管q4的漏极之间。
10.优选地，所述副边包括：二极管d1、二极管d2、二极管d3、二极管d4、所述钳位二极管d5、电容c0、电感l0和电阻r0；
11.所述二极管d1的阳极连接所述二极管d2的阴极，所述二极管d3的阳极连接所述二
极管d4的阴极，所述电感l0的一端连接所述二极管d1和所述二极管d3的阴极，所述电感l0的另一端通过所述电容c0连接所述二极管d2和所述二极管d4的阳极，所述电阻r0与所述电容c0并联；
12.所述钳位二极管d5的阳极连接所述副边的两个绕组之间，所述钳位二极管d5的阴极连接所述电容c0和所述电感l0之间。
13.优选地，所述变换器的开关模态从0状态切换到+1状态或者
‑
1状态，输出整流二极管开始换流；所述原边的辅助电感lr与输出整流二极管的结电容发生谐振，在输出整流二极管引起电压振荡和电压尖峰。
14.优选地，所述拓扑由0状态切换到+1状态，原边辅助电感的电流换向，幅值先下降再上升，且幅值小于输出滤波电感电流，副边整流二极管全部导通，占空比丢失开始；所述辅助电感电流幅值上升到与输出滤波电感电流相等，占空比丢失结束，所述二极管d1和二极管d4导通，所述二极管d2和二极管d3关断。
15.优选地，所述二极管d2和二极管d3的结电容继续充电，当所述二极管d2和二极管d3的结电容电压达到输出电压的两倍时，二极管d5导通，所述变压器副边中点电位钳位在输出电压，所述变压器副边电压被钳位在两倍输出电压。
16.优选地，所述辅助电感电流幅值上升到与输出滤波电感电流相等，二极管zcs关断。
17.与现有技术相比，本发明具有如下的有益效果：
18.1、本发明使用的钳位电路器件数量仅为原边钳位型的一半，且器件应力大大减小；
19.2、本发明所提拓扑没有钳位二极管的反向恢复损耗；
20.3、本发明有效降低轻载时的钳位二极管的导通损耗。
附图说明
21.通过阅读参照以下附图对非限制性实施例所作的详细描述，本发明的其它特征、目的和优点将会变得更明显：
22.图1为传统原边钳位型移相全桥拓扑结构图；
23.图2为新型副边钳位移相全桥拓扑结构图；
24.图3为本发明+1状态电路模态；
25.图4为本发明0状态工作电路模态；
26.图5为本发明
‑
1状态工作电路模态；
27.图6为本发明
‑
1状态下钳位二极管工作电路模态；
28.图7为本发明新型副边钳位移相全桥拓扑样机框图。
具体实施方式
29.下面结合具体实施例对本发明进行详细说明。以下实施例将有助于本领域的技术人员进一步理解本发明，但不以任何形式限制本发明。应当指出的是，对本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变化和改进。这些都属于本发明的保护范围。
30.参照图2和图3，本发明提供了一种副边钳位型移相全桥变换器，副边钳位型移相全桥变换器的副边带中心抽头，中心抽头包括在副边中点处连接钳位二极管d5的阳极，钳位二极管d5的阴极连接输出的正母线；副边钳位型移相全桥变换器的变比为1:0.5n：0.5n。
31.原边包括：mos管q1、mos管q2、mos管q3、mos管q4、电容cb、电感lr和变压器励磁电感lm；mos管q1的源极与mos管q3的漏极连接，mos管q2的源极与mos管q4的漏极连接，原边绕组的一端通过电感lr和电容cb连接在mos管q1的源极与mos管q3的漏极之间，原边绕组的另一端连接在mos管q2的源极与mos管q4的漏极之间。
32.副边包括：二极管d1、二极管d2、二极管d3、二极管d4、所述钳位二极管d5、电容c0、电感l0和电阻r0；二极管d1的阳极连接二极管d2的阴极，二极管d3的阳极连接二极管d4的阴极，电感l0的一端连接二极管d1和二极管d3的阴极，电感l0的另一端通过电容c0连接二极管d2和二极管d4的阳极，电阻r0与电容c0并联；钳位二极管d5的阳极连接副边的两个绕组之间，钳位二极管d5的阴极连接电容c0和电感l0之间。
33.当变换器的开关模态从0状态vab＝0切换到+1状态vab＝+vin或者
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1状态vab＝
‑
vin时，输出整流二极管开始换流，此时原边的漏感或者辅助电感与输出整流二极管的结电容发生谐振，在输出整流二极管引起电压振荡和电压尖峰。因为其正负半周工作对称，下面以正半周工作过程为例。
34.参照图4和图5，当拓扑由0状态切换到+1状态时，原边辅助电感的电流换向，幅值先下降再上升，小于输出滤波电感电流，不足以支撑负载，副边整流二极管全部导通，负载能量全部由输出滤波电感提供，占空比丢失开始。
35.当辅助电感电流幅值上升到与输出滤波电感电流相等时，占空比丢失结束。d1，d4继续导通，d2，d3关断。
36.参照图6和图7，此时d2，d3的结电容继续充电，达到输出电压的两倍时，钳位二极管d5导通，将变压器副边中点电位钳位在输出电压，变压器副边电压被钳位在2倍输出电压。从而避免了原边的漏感或者辅助电感与输出整流二极管的结电容发生谐振，避免了电压尖峰的产生。
37.之后，当辅助电感电流幅值上升到与输出滤波电感电流相等时，钳位二极管zcs关断。结电容是否继续充电，同理可以分析变换器由零电平向负电平转换的过程以及负半周期的工作过程。
38.传统原边钳位移相全桥电路替换为本发明提出的新型副边钳位移相全桥电路，根据实际情况选择不同输出电压，加以恰当的pwm控制技术，实现宽范围，高效率的功率输出。
39.本发明使用的钳位电路器件数量仅为原边钳位型的一半，且器件应力大大减小；本发明所提拓扑没有钳位二极管的反向恢复损耗；且本发明有效降低轻载时的钳位二极管的导通损耗。
40.本领域技术人员知道，除了以纯计算机可读程序代码方式实现本发明提供的系统及其各个装置、模块、单元以外，完全可以通过将方法步骤进行逻辑编程来使得本发明提供的系统及其各个装置、模块、单元以逻辑门、开关、专用集成电路、可编程逻辑控制器以及嵌入式微控制器等的形式来实现相同功能。所以，本发明提供的系统及其各项装置、模块、单元可以被认为是一种硬件部件，而对其内包括的用于实现各种功能的装置、模块、单元也可以视为硬件部件内的结构；也可以将用于实现各种功能的装置、模块、单元视为既可以是实
现方法的软件模块又可以是硬件部件内的结构。
41.以上对本发明的具体实施例进行了描述。需要理解的是，本发明并不局限于上述特定实施方式，本领域技术人员可以在权利要求的范围内做出各种变化或修改，这并不影响本发明的实质内容。在不冲突的情况下，本申请的实施例和实施例中的特征可以任意相互组合。