一种FLYBACKPFC电路系统及其控制方法与流程

本申请涉及开关电源的技术领域，尤其是涉及一种flybackpfc电路系统及其控制方法。

背景技术：

ac/dc是指电源的规格是交流输入直流输出，属于开关电源分类中的一种，中小功率ac/dc应用场合很多，尤其是充电器和适配器。

参照图1，小功率的充电器方案一般交流整流之后直接用flyback电路成本低廉；参照图2，对于输入功率超过75w的则需要增加pfc功能电路，形成常规的flybackpfc电路，中小功率flybackpfc电路一般工作在断续模式以及临界模式下，较易实现功率因数的校正。

上述两种电路均包括主开关管以及隔离变压器t1,主开关管接入直流电并耦接于电隔离变压器t1的一次侧，电隔离变压器t1的二次侧一般采用二极管进行输出整流。

针对上述中的相关技术，发明人认为存在有主开关管导通过程中存在一定的开关损耗，导致flybackpfc电路ac/dc的转换效率不高的缺陷。

技术实现要素：

为了减少主开关管的开关损耗，进一步提高flybackpfc电路ac/dc的转换效率，本申请提供了一种flybackpfc电路系统及其控制方法。

第一方面，本申请提供的一种flybackpfc电路系统。采用如下的技术方案：

一种flybackpfc电路系统，包括输入整流模块、主开关管、隔离变压器t1、同步整流模块，所述输入整流模块用于接入市电，所述主开关管耦接于同步整流模块，所述主开关管耦接于隔离变压器t1的一次侧，所述同步整流模块包括同步整流mos管q3，所述同步整流mos管q3的源极耦接于隔离变压器t1的二次侧的一端，所述同步整流mos管q3的漏极用于耦接负载。

通过采用上述技术方案，交流电经输入整流模块后输出直流电经过隔离变压器t1的一次侧并导通主开关管，隔离变压器t1的二次侧中产生的电压是反向的，此时同步整流mos管q3未导通，当主开关管断开时，隔离变压器t1的一次侧中磁场下降，磁芯中存储的电流和能量导通同步整流mos管q3并将电流输出至负载。

由于主开关管在开启时，其电压和电流的上升和下降均需要一定的时间，进而电压和电流在上升和下降的过程中会产生交叠区域，进而形成主开关管的开关损耗，采用同步整流mos管q3耦接于隔离变压器t1的二次侧的一端，在主开关管导通前，先接通同步整流mos管q3使得flybackpfc电路中产生与输入的直电流方向相反的反向电流，使得主开关管在接通时受到反向电流的谐振作用，进而使主开关管在极低的电压或零电压的情况下导通，降低了主开关管导通的开关损耗，提高flybackpfc电路ac/dc的转换效率；同时，由于mos管q3导通压降较低，使得电压输出整流的损耗低，进一步提升ac/dc的转换效率。

可选的，所述同步整流模块还包括第二极性电容c2，第二极性电容c2的一端耦接于同步整流mos管q3的漏极，第二极性电容c2远离同步整流mos管q3的一端耦接于隔离变压器t1二次侧远离同步整流mos管q3的一端。

通过采用上述技术方案，当主开关管导通前，导通同步mos管q3使得第二极性电容c2朝隔离变压器t1的二次侧放电形成反相电流，实现通入反相电流的功能。

可选的，所述主开关管为第二mos管q2，所述第二mos管q2的源极耦接于整流模块，所述第二mos管q2的漏极耦接于隔离变压器t1的一次侧的一端，所述隔离变压器t1的一次侧远离第二mos管q2漏极的一端耦接于整流模块。

通过采用上述技术方案，采用第二mos管q2作为功率开关管，配合同步整流mos管q3，简化电路的设计，省略高压铝电解电容以及浪涌抑制模块的设置，进一步降低ac/dc的变换器的体积和重量。

可选的，所述第二mos管q2包括寄生电容c1，所述寄生电容c1的一端耦接于第二mos管q2的源极，所述寄生电容c1远离第二mos管q2源极的一端耦接于第二mos管q2的漏极。

通过采用上述技术方案，由于第二mos管q2在通断时电流和电压存在个交叠区，交叠区易产生开关损耗，寄生电容c1作为第二mos管q2的源极与漏极的寄生电容，寄生电容c1起到了缓冲第二mos管q2的源极与漏极之间电压的上升，使得第二mos管q2在极低的电压下关断，减少第二mos管q2的开关损耗，进而提升了flybackpfc电路ac/dc的转换效率。

第二方面，本申请提供一种flybackpfc电路控制方法，用如下的技术方案：

一种flybackpfc电路系统的控制方法，运用于flybackpfc电路控制系统，包括步骤：

将输入整流模块输出的电压依据电压峰谷划分为低压区域和高压区域；基于输出的电压判断该电压位于低压区域或高压区域；

若输出电压所在区域为低压区域，则采用准谐振工作模式qr；

若输出电压所在区域为高压区域，则采用断续软开关模式zvs。

通过采用上述技术方案，低压区域和高压区域输出的电压大小不一致，而且寄生电容c1的容量有限，电压较大时，电路需产生更大的谐振以使得第二mos管q2实现零电压导通，因此采用两种工作模式控制第二mos管q2的导通电压，使得对第二mos管q2的导通损耗控制效果较好。

可选的，所述若输出电压所在区域为低压区域，则采用准谐振工作模式qr的步骤，包括：若输出电压所在区域为低压区域，则控制第二mos管q2在源极与漏极之间的电压最低时导通。

通过采用上述技术方案，当第二mos管q2关断后，寄生电容c1与隔离变压器t1的一次侧之间产生谐振，即能量在寄生电容c1与隔离变压器t1的一次侧之间震荡，当寄生电容c1获得的能量最小，即寄生电容c1两端的电压最小时，也是就第二mos管q2在源极与漏极之间的电压最低时，导通第二mos管q2，实现第二mos管q2在极低的电压或零电压的情况下导通，同时完成隔离变压器t1的一次侧将能量传递至二次侧的过程；使得第二mos管q2通断的过程中，电压与电流的波形曲线不易出现交叠，降低第二mos管q2导通的损耗，进而提升了flybackpfc电路ac/dc的转换效率。

可选的，若输出电压所在区域为高压区域，则采用断续软开关模式zvs。的步骤，包括：所述当所述第二mos管q2获取的输入电压位于高压区域时，给flybackpfc电路通入与第二mos管q2导通电流的方向相反的反向电流；再控制第二mos管q2在源极与漏极之间的电压最低时导通。

通过采用上述技术方案，当第二mos管q2输入的电压较高时，寄生电容c1与隔离变压器t1的一次侧之前的谐振不易使第二mos管q2在零电压时导通，需在其导通前在电路中通入反向电流，再配合第二mos管q2在源极与漏极之间的电压最低时导通，实现第二mos管q2的零电压开关，降低第二mos管q2的开关损耗，提升了flybackpfc电路ac/dc的转换效率。

可选的，所述当所述第二mos管q2获取的输入电压位于高压区域时，先给flybackpfc电路通入与输入电流相反的反向电流的步骤，包括：在第二mos管q2导通前，依据输入电压的大小，将同步整流mos管q3提前导通一小段时间。

通过采用上述技术方案，通过导通自身电路中的同步整流mos管q3，实现第二极性电容c2放电形成反向电流，既能实现减少开关损耗的功能，同时也减少了元器件的使用，使得ac/dc的变换器体积和重量进一步缩减。

综上所述，本申请包括以下至少一种有益技术效果：

1.flybackpfc电路中产生与输入的直电流方向相反的反向电流，使得主开关管在接通时受到反向电流的谐振作用，进而使主开关管在极低的电压或零电压的情况下导通，降低了主开关管导通的开关损耗；

2.寄生电容c1作为第二mos管q2的源极与漏极的寄生电容，寄生电容c1起到了缓冲第二mos管q2的源极与漏极之间电压的上升，使得第二mos管q2在极低的电压下关断，减少第二mos管q2的开关损耗；

3.在电路中通入反向电流，再将第二mos管q2在源极与漏极之间的电压最低时导通的步骤，使得第二mos管q2的零电压开关，降低第二mos管q2的开关损耗。

附图说明

图1是本申请背景技术中flyback的电路图；

图2是本申请背景技术中常规flybackpfc的电路图；

图3是申请本实施例中flybackpfc电路的电路图；

图4是本申请实施例中flybackpfc电路控制方法的流程框图；

图5是本申请实施例中低压区域准谐振工作模式qr的波形图；

图6是本申请实施例中高压区域断续软开关工作模式zvs的波形图；

图7是本申请实施例中低压区域和高压区域的工作模式分布图。

附图标记说明：1、输入整流模块；2、主开关管；3、同步整流模块。

具体实施方式

为了使本申请的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图1-6及实施例，对本申请进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本申请，并不用于限定本申请。

本申请实施例公开一种flybackpfc电路控制系统。参照图3，flybackpfc电路包括整流模块、开关模块、隔离变压器t1以及同步整流模块3，输入整流模块1用于接入市电，开关模块耦接于整流模块，开关模块耦接于隔离变压器t1的一次侧，当开关模块导通时，开关模块发出开关信号导通隔离变压器t1的一次侧，同步整流模块3耦接于隔离变压器t1的二次侧并耦接于负载。

输入整流模块1包括第一二极管d1、第二二极管d2、第三二极管d3以及第四二极管d4，第一二极管d1与第三二极管d3串联且第三二极管d3的阳极耦接于第一二极管d1的阴极，第二二极管d2与第四二极管d4串联且第四二极管d4的阴极耦接于第二二极管d2的阳极，第一二极管d1与第二二极管d2并联，第一二极管d1与第三二极管d3的连接节点连接火线，第二二极管d2与第四二极管d4的连接节点接入零线。

开关模块包括第二mos管q2，第二mos管q2的源极耦接于第四三极管d4的阳极，第二mos管q2的漏极耦接于隔离变压器t1的一次侧的一端，隔离变压器t1一次侧远离第二mos管q2的漏极的一端耦接于第二二极管d2的阴极，第二mos管q2的源极与漏极之间并联有寄生电容c1，当第二mos管关断时，寄生电容c1与隔离变压器t1之间产生谐振，能量在两者之间震荡，再次导通第二mos管q2时，选择在寄生电容c1能量最小时导通，减少第二mos管q2的关断损耗。

同步整流模块3包括同步整流mos管q3以及第二极性电容c2，同步整流mos管q3的源极耦接于隔离变压器t1的二次侧的一端，同步整流mos管q3的漏极耦于第二极性电容c2的一端，第二极性电容c2远离同步整流mos管q3的一端耦接于隔离变压器t1二次侧远离同步整流mos管q3的一端，第二极性电容c2的两端用于耦接负载。

本申请实施例一种flybackpfc电路系统的实施原理为：交流电经输入整流模块1后输出直流电经过隔离变压器t1的一次侧并导通第二mos管q2，隔离变压器t1的二次侧中产生的电压是反向的，此时同步整流mos管q3未导通，当第二mos管q2断开时，隔离变压器t1的一次侧中磁场下降，磁芯中存储的电流和能量导通同步整流mos管q3并将电流输出至负载。

由于第二mos管q2在开启时，其电压和电流的上升和下降均需要一定的时间，进而电压和电流在上升和下降的过程中会产生交叠区域，进而形成主开关管2的开关损耗，采用同步整流mos管q3耦接于隔离变压器t1的二次侧的一端，在第二mos管q2导通前，先接通同步整流mos管q3使得第二极性电容c2放电产生与输入的直电流方向相反的反向电流，使得第二mos管q2在接通时受到反向电流的谐振作用，进而使第二mos管q2在极低的电压或零电压的情况下导通，降低了主开关管2导通的开关损耗，提高flybackpfc电路ac/dc的转换效率；同时，由于mos管q3导通压降较低，使得电压输出整流的损耗低，进一步提升ac/dc的转换效率。

本申请还公开一种flybackpfc电路系统的控制方法，参照图4，flybackpfc电路控制方法包括步骤：

s1：将输入整流模块1输出的电压分为低压区域和高压区域；基于输出的电压判断该电压位于低压区域或高压区域；

本实施例中，输出的电压依据交流电的峰谷划分。

具体的，交流电经过第一二极管d1、第二二极管d2、第三二极管d3以及第四二极管d4的整流后，输出直流电经过隔离变压器t1的一次侧后从第二mos管q2的漏极流入，进而导通第二mos管q2。

s2：若输出电压所在区域为低压区域，则采用准谐振工作模式qr；

具体的，在低压区域内，采用在第二mos管q2源极与漏极之间的电压最低时控制第二mos管q2导通，并在第二mos管q2导通的过程中完成隔离变压器t1的一次侧能量转移至二次侧的工作模式，此工作模式为准谐振工作模式qr。

当第二mos管q2关断后，寄生电容c1与隔离变压器t1的一次侧之间产生谐振，即能量在寄生电容c1与隔离变压器t1的一次侧之间震荡，当寄生电容c1获得的能量最小，即寄生电容c1两端的电压最小时，也是就第二mos管q2在源极与漏极之间的电压最低时，导通第二mos管q2，实现第二mos管q2在极低的电压或零电压的情况下导通，同时完成隔离变压器t1的一次侧将能量传递至二次侧的过程。

s3：若输出电压所在区域为高压区域，则采用断续软开关模式zvs。。

具体的，在高压区域内，采用将同步整流mos管q3提前导通一小段时间；使第二极性电容c2放电产生反向电流，再控制第二mos管q2在源极与漏极之间的电压最低时导通，并在第二mos管q2导通的过程中完成隔离变压器t1的一次侧能量转移至二次侧的工作模式，此工作模式为断续软开关工作模式zvs。

参照图5，为本实施例中低压区域准谐振工作模式qr的波形图，其中vds2与id2未产生交叠区域，第二mos管q2通断时，电流与电压均下降至0。

参照图6，为本实施例中高压区域断续软开关工作模式zvs的波形图，其中，vds2与id2未产生交叠区域，id2从坐标轴横轴的下方上升到坐标轴横轴的上方，id2位于坐标轴横轴下方的线段即为同步整流mos管q3提前接通所产生的反向电流；由图可看出vg3出现四段波形，其中较长一段即是同步整流mos管提前导通一段时间生产反向电流。

参照图7，为不同电压输入区域的两种工作模式，其中qr为准谐振工作模式，zvs为断续软开关工作模式。

以上均为本申请的较佳实施例，并非依此限制本申请的保护范围，本说明书（包括摘要和附图）中公开的任一特征，除非特别叙述，均可被其他等效或者具有类似目的的替代特征加以替换。即，除非特别叙述，每个特征只是一系列等效或类似特征中的一个例子而已。