一种基于TCM控制的交错并联Buck/Boost变换器的优化方法

本发明属于电力电子领域高频化功率变换方向，具体是一种基于tcm控制的交错并联buck/boost变换器的优化方法。

背景技术：

buck/boost电路拓扑凭借着结构简单、成本低、易于控制、双向功率流动以及可靠性高等优点成为非隔离式dc/dc变换器最常用的拓扑结构。它在光伏发电、混合动力车以及储能系统等领域都有非常广阔的应用空间。

在实际中，为了满足大功率需求，并能够降低输出电压、电流的纹波，提高变换器的转换效率，常采用交错并联结构。同时为了满足变换器体积小、重量轻、传输效率高的要求，最直接的方法就是提高开关频率。但是当开关频率大幅度提高时，开关损耗也严重影响变换器的转换效率。软开关技术因此应运而生，它能在提高开关频率的同时有效地降低开关管的开关损耗。

软开关技术的传统方法是利用辅助网络可以实现零电压开通和零电流关断。但是采用辅助网络会增加主电路、驱动电路和控制电路的复杂性，还会降低可靠性，而且多余的器件也会增加成本并产生损耗，对转换效率和功率密度的提升有所限制。无辅助网络的软开关技术凭借着成本低、控制简单、易于实现等优点成为了软开关技术的优选方法和研究热点。

采用三角电流模式(tcm)控制是无辅助网络软开关技术最常用的控制方式，它是通过增大电感电流脉动使电感电流改变流向引起输入电感和寄生电容之间的谐振，从而实现软开关。tcm控制实现的方法包括过零检测法和电流脉动预测法。过零检测法是根据过零检测电路控制器件的开通和关断时刻，但是采用该方法不能预先获知开关周期，在多桥臂交错并联时，难以精确控制各桥臂驱动信号的移相角和开通时刻。相比于过零检测法，电流脉动预测法能够准确地预测电感电流脉动边界，可以预先获知开关周期，容易控制各桥臂驱动信号的移相角和开通时刻。

采用tcm控制，在多桥臂交错并联buck/boost变换器实现软开关的同时，开关频率也在发生变化，属于变频控制。然而在实际中由于大功率交错并联buck/boost变换器输出端所带的负载会在不同的场合发生变化，负载变化会使得基于tcm控制的交错并联buck/boost变换器轻载时频率很高，重载时频率很低，整个工作过程频率变化范围很宽。过大的频率变化范围会大大增加关断损耗和驱动损耗、降低变换器转换效率，也会提高电路参数设计和控制的难度。在轻载极高的频率下，开关周期极短，控制起来更加困难，同时会出现驱动电路负担加重等问题。

技术实现要素：

针对现有技术的不足，本发明拟解决的技术问题是，提供一种基于tcm控制的交错并联buck/boost变换器的优化方法。

本发明解决所述技术问题的技术方案是，提供一种基于tcm控制的交错并联buck/boost变换器的优化方法，其特征在于，该方法包括以下步骤：

步骤1、根据buck/boost变换器满载时的功率pmax、低压侧电压vl和高压侧电压vh，其中vh*d＝vl，选择满载时的交错并联的桥臂数目n，确定满载时的开关频率fs0，则交错并联buck/boost变换器的电感值l如式(1)所示：

式(1)中，d表示buck/boost变换器的占空比；iln表示buck/boost变换器满载时的电流；izvs表示实现软开关的反向偏置电流；

步骤2、设buck/boost变换器未满载时的桥臂数目为k(k＝1,2,3,…,n-1)以及对应的频率为fsk，则fsk与il之间的关系表达式如式(2)所示：

式(2)中，il表示理论总电感电流；

步骤3、通过自动切换桥臂法得到不同电流区间的工作桥臂数目x和移相角θ：

(1)令fsk＝fs0，根据公式(2)求出|il|与k的关系为|il|＝(vl(1-d)/2lfs0-izvs)k；令k依次取1、2、3、…至n-1，对应的|il|分别用ilk表示；则桥臂数目为k时在满载时的开关频率fs0下对应的电流值ilk＝(vl(1-d)/2lfs0-izvs)k；从功率或电流角度计算，ilk的表达式则为ilk＝kpmax/nvl；

ilk为交错并联buck/boost变换器的切换电流值，数量为n-1个，其将理论总电感电流il分为n个电流区间；第j＝1个电流区间表示为：(0，ilk-0.5δi)，其中k＝j；第j＝2、3、…或n-1个电流区间表示为：(ilk-1+0.5δi，ilk-0.5δi)，其中k＝j；第j＝n个电流区间表示为：(ilk+0.5δi，pmax/vl]，其中k＝n-1；δi表示滞环宽度；

(2)将实际总电感电流的绝对值|il|与切换电流值ilk进行滞环比较：

情况一、当实际总电感电流的绝对值|il|位于第j个电流区间时，此时工作桥臂数目x＝j，且每个工作桥臂之间的移相角θ＝360°/j；

情况二、当实际总电感电流的绝对值|il|不位于上述任何一个电流区间，保持原来的工作桥臂数目x和移相角θ不变。

与现有技术相比，本发明有益效果在于：

(1)本发明根据总电感电流大小分析此时最优的工作桥臂数目，并调整各工作桥臂之间的移相角，保证输出的总电流脉动达到最小，解决了变频范围大的问题，从而大大减小了开关管关断损耗、驱动电路驱动损耗，变频范围窄，变换器转换效率高，同时也减轻了电路参数设计和控制的难度，大大提升了变换器功率密度。

(2)本发明只需要采样出总电感电流，而总电感电流采样是电流环闭环控制所必须的环节。因此本方法不需要增加采样、辅助电路等，利用自身条件便能解决变频范围大的问题，从而大大减小了开关管关断损耗、驱动电路驱动损耗。

(3)通过本方法不仅能够解决采用tcm变频控制软开关技术的变频范围受负载影响大的缺点，还大大提高了交错并联buck/boost变换器在轻载时的效率和可靠性，同时也减轻了轻载时极高的开关频率下驱动电路的负担。

(4)本发明的自动切换桥臂法可以在负载减轻时减少桥臂投入的数目，能够从本质上增加开关管以及该桥臂上其它元件的使用寿命，从而提高整个变换器的寿命。加入滞环比较来进一步提高变换器控制的稳定性。

(5)本方法不仅可以用于基于tcm控制的多桥臂交错并联buck/boost变换器上，还可以用于其它基于tcm控制的多桥臂交错并联dc/dc变换器上。

附图说明

图1为本发明的n级交错并联双向buck/boost变化器的主电路拓扑结构图；

图2为本发明实施例1的6级交错并联双向buck/boost变化器的主电路拓扑结构图；

图3为本发明的控制方法框图；

图4为本发明实施例1的6级交错并联双向buck/boost变化器优化前后的频率曲线图。

具体实施方式

下面给出本发明的具体实施例。具体实施例仅用于进一步详细说明本发明，不限制本申请权利要求的保护范围。

本发明提供了一种基于tcm控制的交错并联buck/boost变换器的优化方法(简称方法)，其特征在于，该方法包括以下步骤：

步骤1、根据buck/boost变换器满载时的功率pmax、低压侧电压vl和高压侧电压vh，其中vh*d＝vl，选择对应的满载时的交错并联的桥臂数目n(如图1所示)，确定满载时的开关频率fs0；为了实现软开关，电感电流需要反向流动，实现软开关的反向偏置电流izvs根据所选取的mos管的结电容来选择，则交错并联buck/boost变换器的电感值l如式(1)所示：

式(1)中，d表示buck/boost变换器的占空比；iln表示buck/boost变换器满载时的电流；

优选地，步骤1中，变换器正常运行时buck模式需要采集vl，因此变换器正常运行时boost模式需要采集vh，因此为了不增加额外采集成本可以根据模式选择使用；

步骤2、设buck/boost变换器未满载时的桥臂数目为k(k＝1,2,3,…,n-1)以及对应的频率为fsk，则fsk与il之间的关系表达式如式(2)所示：

式(2)中，il表示理论总电感电流，是连续变化的电流，其上限根据实际工作条件确定；

步骤3、通过自动切换桥臂法得到不同电流区间的工作桥臂数目x和移相角θ：

(1)令fsk＝fs0，根据公式(2)求出|il|与k的关系为|il|＝(vl(1-d)/2lfs0-izvs)k；令k依次取1、2、3、…至n-1，对应的|il|分别用ilk表示，即桥臂数目为k时在满载时的开关频率fs0下对应的电流值ilk＝(vl(1-d)/2lfs0-izvs)k；如果从功率或电流角度计算，ilk的表达式则进一步简化为ilk＝kpmax/nvl；

ilk为交错并联buck/boost变换器的切换电流值，数量为n-1个，其将理论总电感电流il分为n个电流区间；第j＝1个电流区间表示为：(0，ilk-0.5δi)，其中k＝j；第j＝2、3、…或n-1个电流区间表示为：(ilk-1+0.5δi，ilk-0.5δi)，其中k＝j；第j＝n个电流区间表示为：(iln-1+0.5δi，pmax/vl]；()表示不包括电流区间的端点，[]表示包括电流区间的端点；考虑到控制和检测各方面的因素，滞环宽度δi通常优选为切换电流宽度的10％；

(2)为防止实际总电感电流的绝对值|il|落在切换电流值ilk附近，使得桥臂数目不停的发生变化，因此加入滞环比较来进一步提高变换器控制的稳定性；将实际总电感电流的绝对值|il|与切换电流值ilk进行滞环比较：

情况一、当实际总电感电流的绝对值|il|位于第j个电流区间时，此时工作桥臂数目x＝j(即投入j个桥臂工作)，且每个工作桥臂之间的移相角θ＝360°/j；

情况二、当实际总电感电流的绝对值|il|不位于上述任何一个电流区间，而是满足ilk-0.5δi≤|il|≤ilk+0.5δi时(k＝1,2,3,…,n-1)，保持原来的工作桥臂数目x和移相角θ不变；

具体是：对于总桥臂数目为n的交错并联buck/boost变换器，其具有n-1个切换电流值ilk，即il1、il2、il3…iln-1；

如果|il|位于电流区间(0，il1-0.5δi)内，则投入1个桥臂工作，此时每个工作桥臂之间的移相角θ＝360°/1；

如果|il|落在[il1-0.5δi，il1+0.5δi]内，则原来的工作桥臂数目x和移相角θ保持不变；

如果|il|位于电流区间(il1+0.5δi，il2-0.5δi)内，则投入2个桥臂工作，此时每个工作桥臂之间的移相角θ＝360°/2；

如果|il|落在[il2-0.5δi，il2+0.5δi]内，则原来的工作桥臂数目x和移相角θ保持不变；

如果|il|位于电流区间(il2+0.5δi，il3-0.5δi)内，则投入3个桥臂工作，此时每个工作桥臂之间的移相角θ＝360°/3；

如果|il|落在[il3-0.5δi，il3+0.5δi]内，则原来的工作桥臂数目x和移相角θ保持不变；

以此类推，如果|il|位于电流区间(iln-1+0.5δi，pmax/vl]内，则投入n个桥臂工作，此时每个工作桥臂之间的移相角θ＝360°/n；pmax/vl为电流最大值。

例如有n＝4个桥臂，则k＝1,2,3，根据步骤3求得il1、il2、il3这三个切换电流值，有(0,il1-0.5δi)、(il1+0.5δi,il2-0.5δi)、(il2+0.5δi,il3-0.5δi)、(il3+0.5δi,pmax/vl]这4个电流区间。第1个电流区间(0,il1-0.5δi)投入1(j＝1)个桥臂工作，第2个电流区间(il1+0.5δi,il2-0.5δi)投入2(i＝2)个桥臂工作，第3个电流区间(il2+0.5δi,il3-0.5δi)投入3(i＝3)个桥臂工作，第4个电流区间(il3+0.5δi,pmax/vl]投入4(i＝4)个桥臂工作。

优先地，该方法还包括步骤4；步骤4、根据步骤3得到的不同电流区间的工作桥臂数目x和移相角θ，确定实际运行时负载变化产生的实际总电感电流对应的载波频率fs如式(3)所示：

优先地，该方法还包括步骤5；步骤5、实际控制时，对总电感电流进行实时采样，得到此时的实际总电感电流，再通过步骤3的自动切换桥臂法得到此时的工作桥臂数目x和移相角θ，根据公式(3)得到此时的载波频率fs；同时采用电压环和电流环配合进行双闭环控制得到调制波；再将载波与调制波经过pwm调制产生驱动信号，驱动开关管的导通和关断。

优先地，步骤4中，实际运行时，因为负载会变化，而电压稳定，所以负载的电流也会发生变化，采用步骤5的双闭环控制之前，需要求出实时的载波频率fs，才能进行pwm调制。可以理解为，电流每一个值对应一个载波频率。

优选地，步骤5中，经过pwm调制之后，未投入的n-x个桥臂没有驱动信号。

实施例

一种将高压侧电压vh＝400v的直流降压至vl＝200v直流，满载功率pmax＝12kw，工作在降压模式的6级交错并联双向buck/boost变换器，设定满载时的开关频率fs0＝200khz。其可用于微电网储能系统或电动汽车救援中的快速充电或光伏发电系统功率变换等。

根据低压侧电压vl、高压侧电压vh以及满载功率大小，采用n＝6级拓扑结构最为合适，主电路结构如图2所示。拓扑共有6个电感(l1～l6)、2个电容(c1、c2)和12个开关管(s1～s12)，第i个桥臂对应的电流为ili。c1和c2的容值较大，其电压可视为稳定的直流电压源。变换器可以通过指令选择工作在升压模式或降压模式。s1至s12通过使各自桥臂对应的电感的电流反向实现软开关。每相工作的桥臂的移相角依次相差360°/x(x是工作桥臂数目)，故移相角度不是固定的。

考虑到变换器是双向工作的，故开关管耐压应按最高电压考虑。根据图2的主电路拓扑结构，开关管可以选择耐压400v的mosfet。

由于六个电感值相同，所以每个电感的电流脉动和电流平均值均相同。在降压模式下，电流平均值为正；在升压模式下，电流平均值为负。但是为了让所有开关管实现软开关，需要使各自桥臂对应的电感的电流反向，在开关管开通前的死区时间内，将其结电容电压放电至零，因此电感值必须较小，电流脉动较大。所需的反向偏置电流izvs可根据开关管的结电容进行设计，大小一般可取2a。于是交错并联buck/boost变换器的电感值l根据式(1)计算，得到l＝20μh。

本例中未优化之前轻载时开关频率甚至可以达到重载开关频率的6倍左右，采用本发明的自动切换桥臂法，可以大大减小变频范围。切换电流值ilk(k＝1,2…5)计算结果分别为il1＝10a、il2＝20a、il3＝30a、il4＝40a、il5＝50a。滞环宽度δi＝1a。当实际总电感电流的绝对值|il|满足|il|<9.5a时，投入1个桥臂工作，每个工作桥臂之间的移相角θ＝360°；当实际总电感电流的绝对值|il|满足10.5a<|il|<19.5a时，投入2个桥臂工作，每个工作桥臂之间的移相角θ＝180°；当总电感电流|il|满足20.5a<|il|<29.5a时，投入3个桥臂工作，每个工作桥臂之间的移相角θ＝120°；当总电感电流|il|满足30.5a<|il|<39.5a时，投入4个桥臂工作，每个工作桥臂之间的移相角θ＝90°；当总电感电流|il|满足40.5a<|il|<49.5a时，投入5个桥臂工作，每个工作桥臂之间的移相角θ＝72°；当总电感电流|il|满足|il|>50.5a时，投入6个桥臂工作，每个工作桥臂之间的移相角θ＝60°；其他情况时，原来的工作桥臂数目x和移相角θ保持不变。

如图3所示，选择升降压模式后，电压外环确定，然后进入电流内环，需要先通过桥臂个数投入程序判断此刻需要投入的工作桥臂数目x，然后根据采集的实际总电感电流il，计算出每个实际总电感电流的平均值il/x，通过电流环控制输出到变频范围优化控制程序模块中。另一方面，变频控制的载波频率和工作桥臂数目x也作为变频范围优化控制程序模块的输入。经过自动切换桥臂法的变频范围优化控制程序，载波频率fs可以由式(3)进行实时计算；输出载波、调制波到pwm调制，然后根据x对一些桥臂进行调制，未调制的进行特殊化处理，最后输出开关驱动信号，驱动开关管的工作，实现变频范围的优化。

优化结果如图4所示，轻载至8％的负载时，优化后的频率变化范围仅为优化前频率变化范围的24.92％，变频范围降低了75.08％。轻载至25％的负载时，优化后的频率变化范围仅为优化前频率变化范围的26.40％，变频范围降低了73.60％。8％的负载时对应的频率由882khz降低到370khz，25％的负载时对应的频率由556khz降低到294khz，关断损耗和驱动损耗大大减小，转换效率显著提高。需要说明的是由于滞回曲线的特性，该优化结果分析是在负载大小双向增加或减少基础上进行的，如果负载大小单向增加或减少，变频范围、关断损耗和驱动损耗更小，转换效率更高，不再具体分析。通过以上结果分析，可以验证本发明的优化控制方法的有效性。

本发明未述及之处适用于现有技术。