一种开关管升压模块的制作方法

本发明涉及一种升压模块，尤其涉及一种开关管升压模块。

背景技术：

开关管升压电路是集成电路领域内一种常见的电路模块，它通过开关管的导通和关断来控制电感储存和释放能量，从而使输出电压比输入电压高。开关管升压电路被应用在很多场合，如d类音频功放电路，为了在较低电源电压下能够向负载提供较大的功率，通常在这一类电路内部集成一个开关管升压转换电路，将较低的输入电压转换为一个或多个较高的输出电压。

衡量开关管升压电路的主要指标包括转换效率和驱动能力。而目前的开关管升压电路，其转换效率和驱动能力都较低，同时目前的开关管升压电路一般只产生单个输出高压，而很多采用开关管升压电路的应用场合通常都希望针对某一个固定输入电压，开关管升压电路能够产生多个输出高压，即升高后的电压是可变的，并且不同的输出电压之间是动态转换的，而不是通过人为手工控制的。

技术实现要素：

为解决上述技术问题，本发明的目的是提供一种转换效率高、驱动能够力大且具有多个可动态转换输出高压的开关管升压模块。

本发明的开关管升压模块，包括开关管、电感、第一电容及整流二极管，所述开关管的漏极通过所述第一电容连接输入电压，开关管的漏极还通过导线连接所述整流二极管的正极，所述整流二极管的负极通过导线与所述第一电容的正极连接，开关管的源极及第一电容的负极与地连接，开关管升压模块还包括反馈网络、反馈控制模块及振荡器，所述反馈网络包括第一电阻及至少两个第二电阻，第一电阻的一端与所述第一电容的正极连接，第一电阻的另一端通过导线分别与第二电阻连接，所述反馈控制模块包括比较器，比较器的负输入端连接基准电压vref，比较器的正输入端通过导线连接于第一电阻与第二电阻的连接端fb，比较器的输出端通过导线与振荡器的输入端连接，振荡器的输出端与所述开关管的栅极连接。

进一步的，本发明的开关管升压模块，所述第二电阻的数目为三个。

进一步的，本发明的开关管升压模块，所述第一电容与连接端fb之间还设置有串联的第三电阻及第二电容c2。

借由上述方案，本发明至少具有以下优点：本发明的开关管升压模块，反馈网络的设置，使得电路可动态切换到多个不同的输出电压；这种独特的设计对于使用本发明中升压模块的整体芯片性能的提升，例如将本发明中的升压模块应用在一种d类功放芯片中，对于不同的音频功率，通过采用本发明中的开关管升压模块，则可以快速切换多个不同电压，以优化放大器电源电压，提高整体系统效率。当音频功率需求较低时，输出电压可以设置较低，以减少静态电流消耗；而当音频功率需求的增加，输出电压可以设置高，以增加音频功率传递给扬声器。此外，本发明的开关管升压模块，通过采用占空比可调振荡器来控制开关管的导通时间，结合开关管沟长参数的选择来提高升压电路的驱动能力；同时，本发明的开关管升压模块可根据所要驱动的负载大小选择连续和非连续两种工作模式，从而提升开关管升压模块整体的能量转换效率；本发明的开关管升压模块通过采用简化的振荡器、反馈控制模块等电路结构，从而降低整体升压电路的功耗；另外通过降低开关管导通电阻可减小开关管本身的功耗，从而提高升压电路整体的转换效率。

综上所述，本发明的开关管升压模块转换效率高、驱动能够力大且具有多个可动态转换输出高压。

上述说明仅是本发明技术方案的概述，为了能够更清楚了解本发明的技术手段，并可依照说明书的内容予以实施，以下以本发明的较佳实施例并配合附图详细说明如后。

附图说明

图1是现有的开关管升压电路结构；

图2是本发明的开关管升压模块的结构示意；

图3是本发明中振荡器的结构；

图4是本发明中反馈控制模块的结构。

图中，开关管为1；电感为2；第一电容为3；整流二极管为4；反馈网络为5；反馈控制模块为6；振荡器为7；第一电阻为8；第二电阻为9；比较器为10；第三电阻为11；第二电容c2为12。

具体实施方式

下面结合附图和实施例，对本发明的具体实施方式作进一步详细描述。以下实施例用于说明本发明，但不用来限制本发明的范围。

参见图1至图4，本发明一较佳实施例的一种开关管升压模块，包括开关管1、电感2、第一电容3及整流二极管4，开关管的漏极通过第一电容连接输入电压，开关管的漏极还通过导线连接整流二极管的正极，整流二极管的负极通过导线与第一电容的正极连接，开关管的源极及第一电容的负极与地连接，开关管升压模块还包括反馈网络5、反馈控制模块6及振荡器7，反馈网络包括第一电阻8及至少两个第二电阻9，第一电阻的一端与第一电容的正极连接，第一电阻的另一端通过导线分别与第二电阻连接，反馈控制模块包括比较器10，比较器的负输入端连接基准电压vref，比较器的正输入端通过导线连接于第一电阻与第二电阻的连接端fb，比较器的输出端通过导线与振荡器的输入端连接，振荡器的输出端与开关管的栅极连接。

本发明的开关管升压模块，当开关管在振荡器输出的控制信号osc的作用下导通时，输入电流iin流入电感l1，电源能量以磁能方式存储在电感l1中；osc关断开关管后，由于电感自身感应，将磁能再次转换为电能，并以电压方式体现在sw端即开关管的漏极，导通整流二极管d1并向负载提供电流id，这是一个电能转换为磁能再转换为电能的过程。另外该电路的反馈网络使得该电路可动态切换到多个不同的输出电压。

其中，振荡器为基于迟滞比较器且频率、占空比可调的振荡器，其结构非常简单，该振荡器产生的振荡信号osc将控制开关管sw端的导通与关闭，其具体结构及工作原理如下：

在图3中，开关s1，s2，s3，s4由迟滞比较器的输出端控制，其中s1和s2同相，s3和s4同相，且两组开关反相。当开关s1，s2打开，s3，s4关闭时，流过电容c1的电流i为正值，c1正向充电正负电压定义如图所示。c1的两端接到迟滞比较器的两个输入端，当c1的电压差达到迟滞比较器的正向翻转电压阈值时，比较器输出端反向。这时开关s1，s2闭合，s3和s4打开，则流过c1的电流i反向，c1开始反向充电，当c1的反向电压达到迟滞比较器的负向翻转阈值时，比较器输出端再次反向，这样周而复始，即产生了振荡信号。

可见，振荡信号的频率与电容值和充电电流有关，同时，如果在开关的不同相位下电流源的电流不同的话，还可以产生不同占空比的振荡信号。

以下为反馈控制模块的具体结构及工作原理：

反馈控制模块通过对fb端的电压和内部基准电压的比较来控制振荡器的充放电电流，当fb的电压低于内部基准电压vref时，振荡器以连续模式工作，此时振荡频率最高，同时振荡信号的占空比最大，这时升压电路以最大的效率为电容充电，当fb的电压逐渐接近内部基准电压vref时，振荡器的频率会下降，同时振荡信号的占空比减小，输出效率减低，这时升压电路工作在非连续模式。

升压电路输出电压端vout通过两个并联的电阻r1、r2连接到fb端，其中r2电阻上串联了一个电容c2；而fb通过3个电阻r3、r4、r5即第二电阻连接到vrg1、vrg2和vrg3端，这三个端口可以接地，也可以悬空，其具体状态由外部选择端来决定。

其中，开关管升压模块的输出电压值可以用以下公式表示：

其中r345为r3、r4、r5这三个电阻中具体接到地的那个电阻的阻值；由此可以看出，本发明中升压电路的输出电压值vout由电路的基准电压vref和接在fb端的分压电阻所决定的。

假设电路的基准电压vref为1.25v，r1为24kω，而r3、r4和r5分别为4kω、6kω和8kω，那么当r3接地，而r4和r5悬空时，输出电压vout为8.75v；当r4接地，而r3和r5悬空时，输出电压vout为6.25v；r5接地，而r3和r4悬空时，输出电压vout为5v；即通过不同的电阻连接可以得到不同的升压值。

开关管升压模块能够提供的电流iout可由下式表示：

其中

以上表达式中，ton为开关管m1的导通时间；ron开关管导通电阻；l为l1的电感值；rl为l1的直流电阻；vd为二极管d1的导通压降；vout为输出电压；vin为输入电压。

从以上表达式可以看出电路最大驱动电流与电路外置器件主要指电感，开关管导通电阻，开关管导通电时间等因素有关；去除外置器件，对于电路本身来说，在振荡器占空比确定的情况下，开关管的导通电阻决定了电路的最大供电电流。

作为优选，第二电阻的数目为三个。

作为优选，第一电容与连接端fb之间还设置有串联的第三电阻11及第二电容c212。

对于本领域技术人员而言，显然本发明不限于上述示范性实施例的细节，而且在不背离本发明的精神或基本特征的情况下，本领域技术人员能够以其他的具体形式实现本发明。因此，无论从哪一点来看，均应将实施例看作是示范性的，而且是非限制性的，本发明的保护范围由所附权利要求而不是上述说明限定。

此外，以上所述仅是本发明的优选实施方式，并不用于限制本发明，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明技术原理的前提下，还可以做出若干改进和变型，这些改进和变型也应视为本发明的保护范围。同时，应当理解，虽然本说明书按照实施方式加以描述，但并非每个实施方式仅包含一个独立的技术方案，说明书的这种叙述方式仅仅是为清楚起见，本领域技术人员应当将说明书作为一个整体，各实施例中的技术方案也可以经适当组合，形成本领域技术人员可以理解的其他实施方式。