一种器件混合型MMC换流器及其控制方法、系统

一种器件混合型mmc换流器及其控制方法、系统
技术领域
1.本发明属于电压变换器领域，更具体地，涉及一种器件混合型mmc换流器及其控制方法、系统。


背景技术：

2.模块化多电平变换器(modular multilevel converter，mmc)以其良好的模块性、灵活的可扩展性和良好的波形质量，在直流输电、电机驱动、可再生能源集成等方面有着广阔的应用前景，研究一种模块化多电平变换器及其调制方法存在重要的意义。
3.现有的mmc通常由相同的子模块构成，而全桥子模块是最常用的子模块拓扑之一，其有正投入、负投入、切除三种工作状态。子模块中的功率半导体器件直接影响子模块的性能，从而影响mmc的性能。例如，功率半导体器件对变换器的效率和开关频率限制有很大的影响。目前，中高压应用场合的mmc以si器件si igbt为主，其开关损耗较高，且无法应用于高频率运行的极端工作条件。宽禁带半导体器件，如sic器件sic mosfet，由于其低开关损耗、高耐温特性、高阻断电压的特性，适用于高频率运行的极端工作条件，在mmc应用中有更大潜力。然而，基于sic mosfet的mmc有两个主要缺点。首先是高价问题，sic mosfet的价格大约是si igbt的8倍。另外，由于在mmc中有大量的子模块和器件，因此基于sic mosfet的mmc的成本是非常高的。其次，基于sic mosfet的mmc在高功率下，由于sic mosfet在大电流下，导通压降较高，进而产生较大的导通损耗，效率较低。


技术实现要素：

4.针对现有技术的以上缺陷或改进需求，本发明提供一种器件混合型mmc换流器及其控制方法、系统，用以改善现有基于sic mosfet的mmc的两大问题：第一是成本过高的经济问题，第二是由于sic mosfet在大电流下导通压降较高，产生较大的导通损耗而导致效率较低的技术问题。
5.为了实现上述目的，第一方面，本发明提供一种器件混合型mmc换流器，包括：控制模块以及串联的上桥臂和下桥臂；所述上桥臂和下桥臂均包括n个相同的子模块，其中，各子模块串联；各子模块均包括一个si半桥和一个sic半桥，其中，si半桥和sic半桥并联，si半桥采用si igbt功率器件，sic半桥采用sic mosfet功率器件；所述控制模块的输出端与各子模块相连；其中，si半桥中电容正极侧的开关器件为第一开关t1，负极侧的开关器件为第二开关t2，sic半桥中电容正极侧的开关器件为第三开关t3，负极侧的开关器件为第四开关t4；
6.所述控制模块用于在上、下桥臂中，根据桥臂电压和桥臂子模块平均额定电容电压计算各子模块的投切状态；其中投切状态包括正投入状态、负投入状态以及切除状态；
7.所述上桥臂和下桥臂均用于基于子模块的投切状态产生桥臂电压，上、下桥臂电压的差值构成交流输出电压。
8.第二方面，本发明提出了一种基于本发明第一方面所提出的器件混合型mmc换流
器的控制方法，包括以下步骤：
9.s1.分别在上、下桥臂中，根据子模块电容电压对子模块进行排序；
10.s2.分别在各桥臂中，根据其桥臂电压和桥臂子模块平均额定电容电压计算其整数投入子模块数和小数投入子模块数，并基于其桥臂电流、桥臂电压以及s1步的排序结果确定各子模块投切状态；
11.s3.如果子模块需要正投入，则给定信号驱动t1与t4开通；如果子模块需要负投入，则给定信号驱动t2与t3开通；如果子模块需要切除，则进入s4；
12.s4.监测各桥臂的桥臂电压，如果桥臂电压大于0，定义为工作状态a，驱动t1与t3开通进行子模块切除；如果桥臂电压小于等于0，定义为工作状态b，驱动t2与t4开通进行子模块切除；
13.s5.重复步骤s2
‑
s4进行迭代，各子模块在正投入状态、负投入状态、切除状态间不断切换，使得mmc换流器输出指定电压。
14.优选地，子模块正投入与负投入时，驱动信号唯一确定；子模块切除时，需要先对桥臂电压进行检测，以决定通流路径。
15.优选地，整数投入子模块数n
step
和所述小数投入子模块数n
pwm
的计算公式如下：
[0016][0017][0018]
其中，u
m
为桥臂电压瞬时值，u
c
为桥臂子模块平均额定电容电压，floor为向下取整函数。
[0019]
优选地，基于其桥臂电流和桥臂电压确定各子模块投切状态具体包括：
[0020]
如果u
m
大于0，则桥臂输出电压为正，子模块仅可能正投入或切除：当电流大于0时，电容电压最大的前n
step
个子模块切除，第(n
step
+1)个子模块工作于pwm模式，其工作状态由n
pwm
与幅值为1的高频载波n
carrier
进行比较，当n
pwm
≥n
carrier
，则切除，当n
pwm
<n
carrier
，则正投入，剩余子模块全部正投入；当电流小于0时，电容电压最大的前n
step
个子模块正投入，第(n
step
+1)个子模块工作于pwm模式，其工作状态由n
pwm
与幅值为1的高频载波n
carrier
进行比较，当n
pwm
≥n
carrier
，则正投入，当n
pwm
<n
carrier
，则切除，剩余子模块全部切除；
[0021]
如果u
m
小于0，则桥臂输出电压为负，子模块仅可能负投入或切除：当电流小于0时，电容电压最大的前n
step
个子模块切除，第(n
step
+1)个子模块工作于pwm模式，其工作状态由n
pwm
与幅值为1的高频载波n
carrier
进行比较，当n
pwm
≥n
carrier
，则切除，当n
pwm
<n
carrier
，则负投入，剩余子模块全部负投入；当电流大于0时，电容电压最大的前n
step
个子模块负投入，第(n
step
+1)个子模块工作于pwm模式，其工作状态由n
pwm
与幅值为1的高频载波n
carrier
进行比较，当n
pwm
≥n
carrier
，则负投入，当n
pwm
<n
carrier
，则切除，剩余子模块全部切除。
[0022]
进一步地，子模块的切除状态的路径与桥臂电压直接相关。mmc换流器有两种调制模式，由调制比决定，调制比m的定义如下：
[0023][0024]
其中u
m
为桥臂电压，u
dc
为直流电压。调制比小于等于1(m≤1)为常规调制模式，该状态下桥臂电压恒大于0；调制比大于1(m>1)为过调制状态，该状态下桥臂电压可正可负。
[0025]
当mmc工作于常规调制状态时，子模块所有工作状态唯一确定，工作模式恒定为a，si igbt不会产生开关动作，开关动作集中于sic半桥，具体频率由系统控制频率决定；当mmc工作于过调制状态时，子模块工作状态需要根据桥臂电压进行相应调整，工作模式在一个周期内会在a与b之间变换一次，因此si igbt的开关频率固定为工频频率50hz，sic mosfet频率依旧为系统控制频率。
[0026]
有益效果：根据mmc的不同调制模式，si半桥投切频率为0hz或50hz，sic半桥投切频率为系统控制频率承担了子模块的大部分投切任务。因此，该拓扑充分利用了sic mosfet的低开关损耗特性，同时由于si igbt具高的通流能力与较低的造价，因此整体损耗与成本获得了降低，两种器件的优势都得到了利用。
[0027]
第三方面，本发明提供了一种基于器件混合型mmc换流器的控制方法，包括计算机可读存储介质和处理器；
[0028]
所述计算机可读存储介质用于存储可执行指令；
[0029]
所述处理器用于读取所述计算机可读存储介质中存储的可执行指令，执行本发明第二方面所述的控制方法。
[0030]
总体而言，通过本发明所构思的以上技术方案，能够取得以下有益效果：
[0031]
1、本发明提供一种器件混合型mmc换流器，通过控制切除状态的电流流通路径，在桥臂电压大于0通过驱动开关管t1和t3，在桥臂电压小于等于0通过驱动开关管t2和t4，电流通过路径不同，以使得不管在何种工作模式下，投入与切除间的切换动作全部由sic半桥完成，降低了si igbt的开关频率，充分利用sic mosfet低开关损耗与si igbt低成本以及低导通损耗的特点，降低了mmc的总损耗和成本，效率较高。
[0032]
2、本发明提供一种器件混合型mmc换流器，拓扑与传统全桥mmc子模块完全一致，只是替换了部分器件，因此对传统的mmc调制策略具有很强的兼容性，可以直接替换传统mmc子模块而不需要修改子模块控制接口以及mmc上层控制，易于工程实现。
[0033]
3、本发明提供的器件混合型mmc换流器其中一半采用si igbt，一半采用sic mosfet。其中sic mosfet价格约为si igbt的8倍，与所有器件均采用sic mosfet的全桥子模块相比，显著降低了成本。
附图说明
[0034]
图1为本发明实施例提供的器件混合型mmc换流器的结构示意图；
[0035]
图2为本发明实施例提供的器件混合型mmc换流器的子模块在切除状态时的两种通流途径示意图；
[0036]
图3为本发明实施例提供的由器件混合型mmc换流器的两种调制模式，其中，(a)为常规调制模式，(b)为过调制模式；
[0037]
图4为本发明实施例提供的器件混合型mmc换流器的两种工作模式下的电流通流路径，其中，(a)为工作模式a下正投入与切除的通流路径，(b)为工作模式b下负投入与切除
的通流路径；
[0038]
图5为采用所提供的混合型mmc换流器及其调制策略的实验效果图，其中，(a)为常规调制模式下实验结果，(b)为过调制模式下实验结果。
具体实施方式
[0039]
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。此外，下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互组合。
[0040]
本发明提供一种器件混合型mmc换流器，包括：控制模块以及串联的上桥臂和下桥臂；所述上桥臂和下桥臂均包括n个相同的子模块，其中，各子模块串联；各子模块均包括一个si半桥和一个sic半桥，其中，si半桥和sic半桥并联，si半桥采用si igbt功率器件，sic半桥采用sic mosfet功率器件；所述控制模块的输出端与各子模块相连；其中，si半桥中电容正极侧的开关器件为第一开关t1，负极侧的开关器件为第二开关t2，sic半桥中电容正极侧的开关器件为第三开关t3，负极侧的开关器件为第四开关t4；
[0041]
所述控制模块用于在上、下桥臂中，根据桥臂电压和桥臂子模块平均额定电容电压计算各子模块的投切状态；其中投切状态包括正投入状态、负投入状态以及切除状态；
[0042]
所述上桥臂和下桥臂均用于基于子模块的投切状态产生桥臂电压，上、下桥臂电压的差值构成交流输出电压。
[0043]
本发明还提出了一种基于上述器件混合型mmc换流器的控制方法，包括以下步骤：
[0044]
s1.分别在上、下桥臂中，根据子模块电容电压对子模块进行排序；
[0045]
s2.分别在各桥臂中，根据其桥臂电压和桥臂子模块平均额定电容电压计算其整数投入子模块数和小数投入子模块数，并基于其桥臂电流、桥臂电压以及s1步的排序结果确定各子模块投切状态；
[0046]
s3.如果子模块需要正投入，则给定信号驱动t1与t4开通；如果子模块需要负投入，则给定信号驱动t2与t3开通；如果子模块需要切除，则进入s4；
[0047]
s4.监测各桥臂的桥臂电压，如果桥臂电压大于0，定义为工作状态a，驱动t1与t3开通进行子模块切除；如果桥臂电压小于等于0，定义为工作状态b，驱动t2与t4开通进行子模块切除；
[0048]
s5.重复步骤s2
‑
s4进行迭代，各子模块在正投入状态、负投入状态、切除状态间不断切换，使得mmc换流器输出指定电压。
[0049]
实施例
[0050]
一种器件混合型mmc换流器，如图1所示，包括：控制模块以及串联的上桥臂和下桥臂；所述上桥臂和下桥臂均包括n个相同的子模块，其中，各子模块串联；各子模块均包括一个si半桥和一个sic半桥，其中，si半桥和sic半桥并联；si半桥采用si igbt功率器件；sic半桥采用sic mosfet功率器件；所述控制模块的输出端与各子模块相连；其中，si半桥中电容正极侧的开关器件为第一开关t1，负极侧的开关器件为第二开关t2，sic半桥中电容正极侧的开关器件为第三开关t3，负极侧的开关器件为第四开关t4；
[0051]
所述控制模块用于在上、下桥臂中，根据桥臂电压和桥臂子模块平均额定电容电
压计算各子模块的状态；子模块有三种状态，正投入、负投入以及切除状态。正投入与负投入时电流导通路径唯一确定，切除状态时有两种路径，如图2所示。mmc换流器有两种工作模式，一种是如图3中的(a)所示的调制比小于等于1的常规调制模式，一种是如图3中的(b)所述的调制比大于1的过调制模式。
[0052]
mmc运行于调制比小于等于1的常规调制模式时，全桥子模块仅能工作与工作模式a，子模块的通流情况如图4中的(a)所示，其中si半桥不开关，频率为0hz；sic半桥承担全部正投入与切除间的开关动作，频率为系统调制频率。mmc运行于调制比大于的1过调制模式时，全桥子模块可工作于模式a与模式b，由图4的(a)与图4的(b)可见，工作于两种模式中时，si半桥不开关，sic半桥承担全部开关动作，而当子模块在模式a于模式b间切换时，si igbt开关一次，因此si半桥的开关频率恒定为工频频率50hz，sic半桥的开关频率恒定为系统调制频率，该频率在mmc运行控制中一般远高于工频频率。
[0053]
基于上述器件混合型mmc换流器的控制方法，包括以下步骤：
[0054]
s1.分别在上、下桥臂中，根据子模块电容电压对子模块进行排序；
[0055]
s2.分别在各桥臂中，根据其桥臂电压和桥臂子模块平均额定电容电压计算其整数投入子模块数和小数投入子模块数，并基于其桥臂电流、桥臂电压以及s1步的排序结果确定各子模块投切状态；
[0056]
s3.如果子模块需要正投入，则给定信号驱动t1与t4开通；如果子模块需要负投入，则给定信号驱动t2与t3开通；如果子模块需要切除，则进入s4；
[0057]
s4.监测mmc桥臂电压，如果桥臂电压大于0(定义为工作状态a)，则选择路径
①
即驱动t1与t3开通进行切除；如果桥臂电压小于等于0(定义为工作状态b)，则选择路径
②
即驱动t2与t4开通进行切除；
[0058]
s5.重复步骤s2
‑
s4进行迭代，各子模块在正投入、负投入、切除间不断切换，使得mmc输出指定电压。
[0059]
最后，通过实验验证了所提出的控制方法的可行性，实验结果如图5所示，其控制频率为2khz。其中u
m
为桥臂电压，u
sm
为子模块端口电压，u
t1
为器件t1(si igbt)的两端电压，用于表示si半桥的开关频率；u
t3
为器件t3(sic mosfet)的两端电压，用于表示sic半桥的开关频率。其中图5中的(a)中m＝0.9，为常规调制下的实验结果，由图中u
t1
与u
t3
的对比结果可见，si igbt频率为0hz，而sic mosfet频率为1khz；图5中的(b)中m＝1.1，为过调制下的实验结果，由图中u
t1
与u
t3
的对比结果可见，si igbt频率为50hz，而sic mosfet频率为2khz。两种调制模式下sic mosfet的开关频率均远高于si igbt，sic mosfet的低开关损耗优势得到了充分利用，在引入si igbt降低成本及导通损耗的同时，开关损耗并不会有明显提升。
[0060]
本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。