反激式开关电源及其同步整流控制器的制作方法

1.本发明涉及电路领域，尤其涉及一种反激式开关电源及其同步整流控制器。


背景技术：

2.反激式开关电源广泛应用于交流/直流(ac/dc)之间的转换，通常包括开关管、变压器、二极管、和电容，其中：脉宽调制(pwm)信号控制开关管的导通与关断；在开关管处于导通状态时，变压器的副边绕组通过感应变压器的原边绕组两端的电压产生第一感应电压，该第一感应电压使得二极管处于反偏状态而不能导通，此时由电容中存储的电能向负载提供电压和电流；在开关管处于关断状态时，变压器的副边绕组通过感应变压器的原边绕组两端的电压产生第二感应电压，该第二感应电压使得二极管处于正偏状态而导通，此时变压器磁芯中存储的电能转移至电容和负载。


技术实现要素：

3.根据本发明实施例的用于反激式开关电源的同步整流控制器，包括：同步整流开关控制模块，被配置为基于与同步整流控制器并联的同步整流开关管的漏极电压，产生用于控制同步整流开关管的导通与关断的同步整流开关信号；漏极电压调整控制模块，被配置为基于同步整流开关管的漏极电压和同步整流开关信号，产生用于控制同步整流开关管处于导通状态时的漏极电压的目标调整值的电压调整控制信号；以及同步整流开关驱动模块，被配置为基于同步整流开关信号和电压调整控制信号，产生用于驱动同步整流开关管的导通与关断的栅极驱动信号。
4.根据本发明实施例的用于反激式开关电源的同步整流控制器，可以改善同步整流开关管的漏极与源极之间的尖峰电压问题，提高同步整流器的可靠性。
5.根据本发明实施例的反激式开关电源，包括上述用于反激式开关电源的同步整流控制器。
6.在根据本发明实施例的反激式开关电源中，同步整流开关管的漏极与源极之间的尖峰电压问题得以改善，同步整流器的可靠性得以提高。
附图说明
7.从下面结合附图对本发明的具体实施方式的描述中可以更好地理解本发明，其中：
8.图1和图2分别示出了包括同步整流控制器的反激式开关电源的系统电路图。
9.图3示出了用于图1和图2所示的反激式开关电源的传统同步整流控制器的电路框图。
10.图4示出了当应用图3所示的同步整流控制器且工作于dcm模式时，与图1和图2所示的反激式开关电源有关的多个信号的时序图。
11.图5示出了当应用图3所示的同步整流控制器且工作于深度ccm模式时，与图1和图
2所示的反激式开关电源有关的多个信号的时序图。
12.图6示出了根据本发明实施例的用于反激式开关电源的同步整流控制器的示例框图。
13.图7示出了图6所示的漏极电压调整控制模块的示例实现的框图。
14.图8示出了当应用图6所示的同步整流控制器时，与图1和图2所示的反激式开关电源有关的多个信号的时序图。
15.图9示出了图7所示的表征信号生成单元的示例实现的电路图。
具体实施方式
16.下面将详细描述本发明的各个方面的特征和示例性实施例。在下面的详细描述中，提出了许多具体细节，以便提供对本发明的全面理解。但是，对于本领域技术人员来说很明显的是，本发明可以在不需要这些具体细节中的一些细节的情况下实施。下面对实施例的描述仅仅是为了通过示出本发明的示例来提供对本发明的更好的理解。本发明决不限于下面所提出的任何具体配置和算法，而是在不脱离本发明的精神的前提下覆盖了元素、部件和算法的任何修改、替换和改进。在附图和下面的描述中，没有示出公知的结构和技术，以便避免对本发明造成不必要的模糊。
17.图1和图2分别示出了包括同步整流(sr)控制器的反激式开关电源的系统电路图。在图1和图2所示的反激式开关电源中，t为三绕组变压器，cbulk为滤波电容，rst为启动电阻，cp为供电电容，dp为供电二极管，电阻rsn、电容csn、以及二极管dsn构成rcd钳位吸收电路，u1为脉宽调制(pwm)控制器，ms1为用于控制变压器t的储能与释能的系统级开关管(例如，高压mosfet)，rcs为检测电阻，cout为输出电容，u2为sr控制器，sr控制器u2与开关管ms2共同构成同步整流器用以代替传统的肖特基整流二极管(下面，为了描述方便，将开关管ms2称为sr开关管)。这里，由于sr开关管ms2具有较低的导通压降，可以有效降低系统的热损耗并增大系统的输出电流能力，因此同步整流器被广泛应用在大输出电流系统中。
18.从图1和图2可以看出，sr控制器至少具有vd引脚、gate引脚、以及gnd引脚。vd引脚用于接收sr开关管ms2的漏极电压vd。gate引脚用于向sr开关管ms2的栅极提供栅极驱动信号，以驱动sr开关管ms2的导通与关断。gnd引脚用于接地。另外，如图1所示，sr控制器还可以具有vin引脚，用于接收反激式开关电源的输出电压vout。这里，需要说明的是，在图1和图2所示的反激式开关电源中，由于sr开关管ms2的源极接地，sr开关管ms2的漏极电压vd即为sr开关管ms2的漏极与源极之间的压差vds。在下面的描述中，sr开关管ms2的漏极电压vd和sr开关管ms2的漏极与源极之间的压差vds可以交换使用。
19.图3示出了用于图1和图2所示的反激式开关电源的传统sr控制器的电路框图。在图3所示的sr控制器中，稳压器模块基于sr控制器的vd引脚处的电压(即，sr开关管ms2的漏极电压vd)和/或vin引脚处的电压(即，反激式开关电源的输出电压vout)产生芯片内部电源avdd；电压/电流基准模块基于芯片内部电源avdd产生参考电压vref和参考电流iref；高压开关mnh对sr开关管ms2的漏极电压vd进行限制，产生漏极限压vd_in；sr开启比较器comp_sron基于漏极限压vd_in和sr开启阈值vt(on)产生整流开启检测信号on det(例如，当vd_in<vt(on)时，on det＝0)；sr关断比较器comp_sroff基于漏极限压vd_in和sr关断阈值vt(off)产生整流关断检测信号off det(例如，当vd_in>vt(off)时，off det＝0)；sr开
启控制模块基于漏极电压vd和sr开关信号sr产生整流开启控制信号on ctrl；最小导通时间控制模块基于sr开关信号sr产生sr开关管的最小导通时间信号min_ton；或非门nor1基于整流开启控制信号on ctrl和整流开启检测信号on det产生sr开启信号turn on；或非门nor2基于整流关断检测信号off det和最小导通时间信号min_ton产生sr关断信号turn off；锁存器模块基于sr开启信号turn on和sr关断信号turn off产生sr开关信号sr；驱动器模块基于sr开关信号sr驱动sr开关管ms2的导通与关断(即，产生用于驱动sr开关管ms2的导通与关断的栅极驱动信号)。
20.通常，反激式开关电源根据其输入电压、输出电压、以及负载(或输出电流)，在断续工作模式(dcm)、临界导通模式(qr)、或连续工作模式(ccm)工作。
21.图4示出了当应用图3所示的同步整流控制器且工作于dcm模式时，与图1和图2所示的反激式开关电源有关的多个信号的时序图。在图4中，gate1为系统级开关管ms1的栅极驱动信号，vds为sr开关管ms2的漏极与源极之间的压差，gate2为sr开关管ms2的栅极驱动信号，vt(slp)为参考电压(例如，2v)，vt(on)为sr开启阈值(例如，
‑
200mv)，vt(reg)为vds电压调整值(例如，
‑
20mv)，vt(off)为sr关断阈值(例如，0mv)，vout为反激式开关电源的输出电压(在3v至21v之间)，ts为vds从vt(slp)下降到vt(on)的时间。传统的sr开启条件包括：(1)ts<tref(例如，100ns)；(2)vds<vt(on)。当条件(1)和条件(2)同时满足时，sr控制器控制sr开关管ms2导通，同步整流器开启。
22.结合图1、图2、以及图4可以看出，在反激式开关电源在dcm模式下工作的过程中：当gate1由高电平变为低电平时，系统级开关管ms1由导通状态变为关断状态，vds开始从平台电压下降，依次经过vt(slp)、0、vt(on)并继续下降；此时，sr开关管ms2仍然处于关断状态，变压器t的副边绕组上的电流isec流经sr开关管ms2的体二极管续流；当检测到同步整流器的开启条件满足时，即认为这是一次有效的sr开启；在vds<vt(on)后，on det翻转，gate2拉高(即，从低电平变为高电平)，sr开关管ms2从关断状态变为导通状态，isec逐渐减小；当isec在sr开关管ms2的导通电阻rds2(on)上产生的压降(即，sr开关管ms2的漏极与源极之间的压差vds)略大于vt(reg)时，gate2拉低(但是，仍然处于高电平)，rds2(on)增大，vds稳定在vt(reg)附近，这一过程称为vds电压调整过程；随着isec进一步减小，rds2(on)的增大已不足以将vds维持在vt(reg)附近，vds开始增大；当vds>vt(off)时，off det翻转，gate2拉低(即，从高电平变为低电平)，sr开关管ms2从导通状态变为关断状态。由于vds电压调整过程提前把gate2下拉到一个较低的值，缩短了gate2下拉到低电平的时间，加快了sr开关管ms2的关断过程，降低了ccm模式下的vds尖峰电压。
23.等式(a)示出了vds与isec和rds2(on)之间的关系：
24.vds(t)＝isec(t)
·
rds2(on)(t)
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(a)
25.等式(b)示出了在vds电压调整过程中，vt(reg)与isec和rds2(on)之间的关系：
26.vt(reg)＝isec(t)
·
rds2(on)(t)
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(b)
27.图5示出了当应用图3所示的同步整流控制器且工作于深度ccm模式时，与图1和图2所示的反激式开关电源有关的多个信号的时序图。在图5中，gate1为系统级开关管ms1的栅极驱动信号，vds为sr开关管ms2的漏极与源极之间的压差，gate2为sr开关管ms2的栅极驱动信号，vt(slp)为参考电压(例如，2v)，vt(on)为sr开启阈值(例如，
‑
200mv)，vt(reg)为vds电压调整值(例如，
‑
20mv)，vt(off)为sr关断阈值(例如，0mv)，tgt为变压器t的原边绕
组和副边绕组同时处于导通状态的时间。
28.结合图1、图2、以及图5可以看出，在反激式开关电源在深度ccm模式下工作的过程中：当gate1由低电平变为高电平时，系统级开关管ms1从关断状态变为导通状态；此时，gate2仍为高电平，sr开关管ms2仍处于导通状态，并且vds低于vt(reg)，vds电压调整功能还没有发挥作用；由于gate1由低电平变为高电平，系统级开关管ms1从关断状态变为导通状态，vds开始快速上升；当vds上升到大于vt(off)时，gate2从一个较高的值拉低(即，从高电平变为低电平)，sr开关管ms2从导通状态变为关断状态；由于没有vds电压调整过程，sr开关管ms2的关断过程较慢，vds会出现一个很大的正向过冲尖峰电压。
29.也就是说，在反激式开关电源在深度ccm模式工作的情况下，当vds仍低于vt(reg)时，系统级开关管ms1已经从关断状态变为导通状态；当vds上升到大于vt(off)后，sr开关管ms2才从导通状态变为关断状态；vds电压调整功能没有发挥作用，未能提前将gate2拉低到一个较低的值(但是，仍然为高电平)，这使得sr开关管ms2从导通状态变为关断状态时gate2从一个较高的值拉低，sr开关管ms2的关断时间较长，变压器t的原边绕组和副边绕同时导通时的vds有一个非常大的过冲尖峰电压。此尖峰电压会使得vds超过sr开关管ms2的额定耐压值，导致sr开关管ms2损坏。
30.鉴于上述问题，提出了一种用于反激式开关电源的同步整流控制器，以改善同步整流开关管的漏极与源极之间的尖峰电压问题(例如，在反激式开关电源工作于ccm模式，尤其是深度ccm模式时)，提高同步整流器的可靠性。
31.图6示出了根据本发明实施例的用于反激式开关电源的同步整流控制器的功能框图。如图6所示，根据本发明实施例的同步整流控制器600包括同步整流开关控制模块602、漏极电压调整控制模块604、以及同步整流开关驱动模块606，其中：同步整流开关控制模块602被配置为基于与同步整流控制器并联的同步整流开关管(例如，ms2)的漏极电压(例如，vd)，产生用于控制同步整流开关管的导通与关断的同步整流开关信号(例如，sr)；漏极电压调整控制模块604被配置为基于同步整流开关管的漏极电压和同步整流开关信号，产生用于控制同步整流开关管处于导通状态时的漏极电压的目标调整值的电压调整控制信号(例如，iout)；同步整流开关驱动模块606被配置为基于同步整流开关信号和电压调整控制信号，产生用于驱动同步整流开关管的导通与关断的栅极驱动信号(例如，gate2)。
32.根据本发明实施例的同步整流控制器，由于可以自适应地基于同步整流开关管的漏极电压和同步整流开关信号控制同步整流开关管处于导通状态时的漏极电压的目标调整值，所以可以改善同步整流开关管的漏极与源极之间的尖峰电压问题，提高同步整流器的可靠性。
33.在一些实施例中，同步整流开关信号(例如，sr)用于控制栅极驱动信号(例如，gate2)在高电平与低电平之间的切换，电压调整控制信号(例如，iout)用于控制栅极驱动信号(例如，gate2)处于高电平时的电压大小。当同步整流开关管的漏极电压的目标调整值从第一目标调整值变为第二目标调整值时，栅极驱动信号(例如，gate2)从第一电压大小变为第二电压大小，且第二电压大小小于第一电压大小。
34.在一些实施例中，如图6所示，同步整流开关控制模块602进一步被配置为：基于同步整流开关管的漏极电压、同步整流开启阈值(例如，vt(on))、以及同步整流开关信号，产生同步整流开启信号(例如，turn on)；基于同步整流开关管的漏极电压、同步整流关断阈
值(例如，vt(off)、以及同步整流开关信号，产生同步整流关断信号(例如，turn off)；以及基于同步整流开启信号和同步整流关断信号，产生同步整流开关信号。
35.在一些实施例中，如图6所示，同步整流开关控制模块602进一步被配置为：基于同步整流开关管的漏极信号和同步整流关断阈值，产生整流关断检测信号(例如，off det)；基于同步整流开关信号，产生最小导通时间信号(例如，min_ton)；以及基于整流关断检测信号和最小导通时间信号，产生同步整流关断信号。
36.在一些实施例中，漏极电压调整控制模块604进一步被配置为：基于同步整流开关管的漏极电压和同步整流开关信号，产生用于表征同步整流开关管的漏极电压的目标调整值的目标电压表征信号；以及基于目标电压表征信号，产生电压调整控制信号。
37.图7示出了图6所示的漏极电压调整控制模块的示例实现的框图。下面结合图1至图2以及图6至图7，对图6所示的漏极电压调整控制模块604的示例实现和工作原理进行说明。
38.如图7所示，在一些示例中，漏极电压调整控制模块604包括导通时间(ton)检测控制单元和跨导运算放大器(gm)，其中，ton检测控制单元基于同步整流开关信号(例如，sr)和通过对同步整流开关管的漏极电压(例如，vd)进行限制产生的漏极限压(例如，vd_in)，产生目标电压表征信号(例如，vd_reg)；跨导运算放大器基于目标电压表征信号(例如，vd_reg)，产生电压调整控制信号(例如，iout)。
39.如图7所示，在一些示例中，跨导运算放大器的同相输入端接收目标电压表征信号(例如，vd_reg)，跨导运算放大器的反相输入端接地，并且跨导运算放大器的输出端输出电压调整控制信号(例如，iout)。这里，电压调整控制信号iout为变化的电流信号，输入到同步整流开关驱动模块606并连接到同步整流控制器的gate引脚。
40.当图6所示的同步整流控制器应用于图1和图2所示的反激式开关电源时，在变压器t的退磁期间，随着变压器t的副边绕组上的电流isec的逐渐减小，sr开关管ms2的漏极与源极之间的压差vds逐渐正向增大(即，sr开关管ms2的漏极电压vd和漏极限压vd_in逐渐正向增大)，这使得目标电压表征信号vd_reg也正向增大，但此时目标电压表征信号vd_reg仍为负值，跨到运算放大器的输出电流iout为零，gate2保持原值；当vds增大到vt(reg)时，vd_reg由负值增大到零；随着vds的继续增大，vd_reg由零向正值增大，iout开始由零逐渐增大，sr开关管ms2的栅极驱动信号gate2开始逐渐拉低(但是，仍然为高电平)，使得sr开关管ms2的导通电阻rds2(on)增大，sr开关管ms2的漏极与源极之间的压差vds最终稳定在vt(reg)附近。
41.图8示出了当应用图6所示的同步整流控制器时，与图1和图2所示的反激式开关电源有关的多个信号的时序图。在图8中，gate1为系统级开关管ms1的栅极驱动信号，vds为sr开关管ms2的漏极与源极之间的压差，gate2为sr开关管ms2的栅极驱动信号，vt(slp)为参考电压(例如，2v)，vt(on)为sr开启阈值(例如，
‑
200mv)，vt(reg)为vds的第一目标调整值(例如，
‑
20mv)，vt(off)为sr关断阈值(例如，0mv)，m
·
vt(reg)为vds的第二目标调整值，tgt为变压器t的原边绕组和副边绕组同时处于导通状态的时间。
42.如图8所示，当图6所示的同步整流控制器应用于图1和图2所示的反激式开关电源时，导通时间(ton)检测控制单元的工作原理如下：取sr开关管ms2的第(n
‑
1)个开关周期的导通时间的预定比例，k
·
ton(n
‑
1)(n是大于或等于2的整数，k大于0且小于1)作为参考；在
sr开关管ms2的第(n)个开关周期的导通时间内：在从sr开关管ms2从关断状态变为导通状态开始、时长为k
·
ton(n
‑
1)的时段内，将vds的目标调整值设置为vt(reg)(例如，
‑
20mv)，在其余时段内将vds的目标调整值设置为m
·
vt(reg)(m为某个固定比例,例如，m＝3)；当vds的目标调整值由vt(reg)变为m
·
vt(reg)时，gate2下拉，rds2(on))增大，vds往负方向变化并最终稳定在m
·
vt(reg)附近。随着变压器t的副边绕组上的电流isec的减小，gate2被iout逐步拉低；当gate1由低电平变为高电平时，系统级开关管ms1从关断状态变为导通状态，vds开始快速上升；当vds上升到大于vt(off)时，ms2关断。由于gate2从一个较低的值拉低到低电平，缩短了gate2下拉时间，加快了sr开关管ms2的关断过程，降低了vds尖峰电压。
43.图9示出了图7所示的表征信号生成单元的示例实现的电路图。在图9中，dff1、dff2为d触发器，nand为与非门，or为或门，1
‑
shot为高电平脉冲产生模块，ichar、idisc、ios、ireg为电流源，k＝ichar/idisc(例如，k＝0.85)，m＝1+ios/ireg(例如，m＝3)，sr为同步整流开关信号。图9的两部分相同的电路交替工作，ichar给电容c1/c2周期性交替充电，将同步整流开关管的上一个开关周期的导通时间ton(n
‑
1)存储在电容c1/c2上，idisc给c2/c1周期性交替放电，确定同步整流开关管的当前开关周期的k
·
ton(n
‑
1)时段，blk_min为最小屏蔽时间信号，产生最小屏蔽时间(例如，2us)。在同步整流开关管的当前开关周期中，从同步整流开关管从关断状态变为导通状态的时刻开始的、时长为k
·
ton(n
‑
1)的时段(记为t1)内，ctrl信号为低电平，开关sw断开，仅有电流ireg流到电阻rreg上，
44.vd_reg(t1)＝vd_in+ireg
·
rreg
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(c)
45.∣vt(reg)∣＝ireg
·
rreg
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(d)
46.此时，vds的目标调整值为vt(reg)(例如，
‑
20mv)。从k
·
ton(n
‑
1)到ton(n)时段间内(记为t2)，ctrl信号为高电平，开关sw导通，电流ios与ireg一起流到电阻rreg上，
47.vd_reg(t2)＝vd_in+(ios+ireg)
·
rreg
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(e)
48.m
·
∣vt(reg)∣＝(ios+ireg)
·
rreg
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(f)
49.此时，vds的目标调整值变为m
·
vt(reg)(例如，m＝3)。同步整流开关管的当前开关周期的其余时间内，ctrl信号保持低电平，开关sw保持断开状态。
50.结合图7至图9可知，在一些实施例中，漏极电压调整控制模块604进一步被配置为：基于同步整流开关信号(例如，sr)，获取同步整流开关管在上一开关周期的导通时间的预定比例的时长(例如，k
·
ton(n
‑
1))；在同步整流开关管的当前开关周期的导通时间(例如，ton(n))内：在从同步整流开关管从关断状态变为导通状态的时刻开始、时长为同步整流开关管在上一开关周期的导通时间的预定比例(例如，k
·
ton(n
‑
1))的时段中，基于同步整流开关管的漏极电压(例如，vd)和第一目标调整值(例如，vt(reg))，产生目标电压表征信号(例如，vd_reg(t2))，在其余时段中，基于同步整流开关管的漏极电压(例如，vd)和第二目标调整值(例如，m
·
vt(reg))，产生目标电压表征信号(例如，vd_reg(t2))；以及当同步整流开关管的当前开关周期的导通时间不大于同步整流开关管在上一开关周期的导通时间的预定比例的时长时，基于同步整流开关管的漏极电压和第一目标调整值，产生目标电压表征信号。
51.在一些实施例中，第一目标调整值(例如，vd_reg(t2))是来自第一电流源的第一电流(例如，ireg)流过漏极电压调整电阻(例如，rreg)产生的第一电压调整值，第二目标调
整值(例如，m
·
vt(reg))是第一电流(例如，ireg)和来自第二电流源的第二电流(例如，ios)流过漏极电压调整电阻(例如，rreg)产生的第二电压调整值。预定比例(例如，k)是来自第三电流源的第三电流与来自第四电流源的第四电流之间的比值(例如，k＝ichar/idisc)。
52.根据本发明实施例的同步整流控制器在应用于反激式开关电源时，可以很好地解决反激式开关电源在深度ccm模式工作时，vds调整功能无法发挥作用的问题，改善同步整流开关管的漏极与源极之间的尖峰电压问题，从而提高同步整流器的可靠性。
53.应该明白的是，与图3所示的传统同步整流控制器相比，根据本发明实施例的同步整流控制器600的主要不同在于增加了漏极电压调整控制模块604，有关同步整流控制器600的其他部分的细节可以参考图3所示的同步整流控制器的相关描述。
54.本发明可以以其他的具体形式实现，而不脱离其精神和本质特征。例如，特定实施例中所描述的算法可以被修改，而系统体系结构并不脱离本发明的基本精神。因此，当前的实施例在所有方面都被看作是示例性的而非限定性的，本发明的范围由所附权利要求而非上述描述定义，并且，落入权利要求的含义和等同物的范围内的全部改变从而都被包括在本发明的范围之中。