无线充电系统中MOSFET的关断电流确定方法及系统

无线充电系统中mosfet的关断电流确定方法及系统
技术领域
1.本发明涉及关断电流计算领域，特别是涉及一种无线充电系统中mosfet的关断电流确定方法及系统。


背景技术：

2.无线充电技术采用谐振的近场耦合原理实现了电能的无线传输。相比于传统的有线充电方式，无线充电技术克服了接触式火花、恶劣环境充电限制等不利因素，具有安全可靠、灵活性高等优点，在电动汽车充电、水下自主航行器等领域得到了广泛的研究。一般的，应用于无线充电系统的高频逆变器具有较高的开关频率，比如根据sae2017的标准，电动汽车无线充电系统的谐振频率被定为85khz，这种开关频率通常采用mosfet开关管才能实现。
3.为了提高传输效率，在无线充电系统设计中，mosfet通常运行在软开关状态，但此时的mosfet是软开通、硬关断的，而硬关断时的电流会影响mosfet的开关损耗，此时就需要对应用于无线充电系统的mosfet的关断电流进行精确的求解。目前，无线充电系统中mosfet的关断电流的求解方法有以下几种：(1)首先求出考虑逆变器输出基波时的电路模型，然后针对高阶谐波对逆变器输出电流的影响，采用分阶段考虑高阶谐波的方法求出了一个开关周期内逆变器输出电流的闭式时域模型，但是其关断电流的求解需要计算机进行大量迭代计算，计算的复杂度高。(2)针对lcc补偿的无线充电系统，通过分析考虑基波的数学模型基础上求出高频逆变器开关时刻的电流瞬时值，实现了高频逆变器的零电流关断，但其求解公式的正确性缺乏进一步的验证。因此，目前的求解方法存在计算复杂度高、关断电流求解误差大的问题。


技术实现要素：

4.基于此，本发明实施例提供一种无线充电系统中mosfet的关断电流确定方法及系统，考虑基波和高阶谐波对mosfet关断电流的影响，可以在降低计算复杂度的同时精确的确定关断电流。
5.为实现上述目的，本发明提供了如下方案：
6.无线充电系统中mosfet的关断电流确定方法，包括：
7.确定无线充电系统中复合补偿网络拓扑结构的电压负载参数；所述电压负载参数包括高频逆变器输出的方波电压、所述方波电压的基波电压的有效值和负载折算到整流器输入侧的等效负载值；
8.确定所述复合补偿网络拓扑结构的阻抗参数、电容参数和所述高频逆变器的阻抗角；所述阻抗参数包括副边侧的阻抗、原边侧补偿电感和串联补偿电容输入侧的阻抗以及副边侧折算到原边侧的反射阻抗；所述电容参数包括所述原边侧补偿电感和串联补偿电容中的电容值、原边串联补偿电容的电容值以及副边串联补偿电容的电容值；
9.由所述阻抗参数、所述电容参数和所述阻抗角计算所述高频逆变器输出电流的基波；
10.由所述高频逆变器输出电流的基波确定关断电流，得到第一关断电流；
11.确定考虑高阶谐波时所述无线充电系统的输入阻抗；
12.由所述电压负载参数和所述考虑高阶谐波时所述无线充电系统的输入阻抗计算关断电流，得到第二关断电流；
13.由所述第一关断电流和所述第二关断电流确定所述无线充电系统中mosfet的关断电流。
14.可选的，所述电压负载参数的计算公式为：
[0015][0016]
其中，u
ab
(n)表示考虑谐波的高频逆变器输出的方波电压；n表示谐波阶数；u
dc
表示直流电源的电压值；ω0表示基波角频率；t表示时间；u
in
表示方波电压的基波电压的有效值；r
leq
表示负载折算到整流器输入侧的等效负载值；r
l
表示复合补偿网络拓扑结构中的负载值。
[0017]
可选的，所述阻抗参数的计算公式为：
[0018][0019]
其中，z
in
表示原边侧补偿电感和串联补偿电容输入侧的阻抗；z
s
表示副边侧的阻抗；z
r
表示副边侧折算到原边侧的反射阻抗；j表示虚数单位；ω0表示基波角频率；l
p
表示原边侧补偿电感和串联补偿电容中的电感值；c
p2
表示原边侧补偿电感和串联补偿电容中的电容值；l1表示松耦合变压器的原边电感值；l2表示松耦合变压器的副边电感值；r1表示松耦合变压器的原边的电阻值；r2表示松耦合变压器的副边的电阻值；c
p1
表示原边串联补偿电容的电容值；c
s
表示副边串联补偿电容的电容值；r
leq
表示负载折算到整流器输入侧的等效负载值；m表示原边电感和副边电感的互感值；表示原边线圈的电流值；表示副边线圈的电流值；
[0020]
所述电容参数的计算公式为：
[0021][0022]
所述高频逆变器的阻抗角的计算公式为：
[0023][0024]
其中，θ表示高频逆变器的阻抗角。
[0025]
可选的，所述高频逆变器输出电流的基波的计算公式为：
[0026][0027]
其中，i
o(1)
表示高频逆变器输出电流的基波；u
dc
表示直流电源的电压值；ω0表示基波角频率；l
p
表示原边侧补偿电感和串联补偿电容中的电感值；r1表示松耦合变压器的原边的电阻值；z
r
表示副边侧折算到原边侧的反射阻抗；j表示虚数单位；l1表示松耦合变压器的原边电感值；c
p1
表示原边串联补偿电容的电容值；c
p2
表示原边侧补偿电感和串联补偿电容中的电容值。
[0028]
可选的，所述第一关断电流的计算公式为：
[0029][0030]
其中，i
o(1),sw
表示第一关断电流；u
dc
表示直流电源的电压值；ω0表示基波角频率；l
p
表示原边侧补偿电感和串联补偿电容中的电感值；l1表示松耦合变压器的原边电感值；c
p1
表示原边串联补偿电容的电容值；c
p2
表示原边侧补偿电感和串联补偿电容中的电容值。
[0031]
可选的，所述考虑高阶谐波时所述无线充电系统的输入阻抗的计算公式为：
[0032][0033]
其中，z
in,n
表示考虑n阶谐波时所述无线充电系统的输入阻抗；j表示虚数单位；n表示谐波阶数，n≥3；ω0表示基波角频率；c
p2
表示原边侧补偿电感和串联补偿电容中的电容值。
[0034]
可选的，所述第二关断电流的计算公式为：
[0035]
[0036]
其中，i
o(n),sw
表示第二关断电流；n表示谐波阶数；u
dc
表示直流电源的电压值；ω0表示基波角频率；c
p2
表示原边侧补偿电感和串联补偿电容中的电容值。
[0037]
可选的，所述无线充电系统中mosfet的关断电流的计算公式为：
[0038][0039]
其中，i
sw
表示无线充电系统中mosfet的关断电流；i
o(1),sw
表示第一关断电流；i
o(n),sw
表示第二关断电流；u
dc
表示直流电源的电压值；ω0表示基波角频率；l
p
表示原边侧补偿电感和串联补偿电容中的电感值；l1表示松耦合变压器的原边电感值；c
p1
表示原边串联补偿电容的电容值；c
p2
表示原边侧补偿电感和串联补偿电容中的电容值。
[0040]
本发明还提供了一种无线充电系统中mosfet的关断电流确定系统，包括：
[0041]
第一参数确定模块，用于确定无线充电系统中复合补偿网络拓扑结构的电压负载参数；所述电压负载参数包括高频逆变器输出的方波电压、所述方波电压的基波电压的有效值和负载折算到整流器输入侧的等效负载值；
[0042]
第二参数确定模块，用于确定所述复合补偿网络拓扑结构的阻抗参数、电容参数和所述高频逆变器的阻抗角；所述阻抗参数包括副边侧的阻抗、原边侧补偿电感和串联补偿电容输入侧的阻抗以及副边侧折算到原边侧的反射阻抗；所述电容参数包括所述原边侧补偿电感和串联补偿电容中的电容值、原边串联补偿电容的电容值以及副边串联补偿电容的电容值；
[0043]
基波确定模块，用于由所述阻抗参数、所述电容参数和所述阻抗角计算所述高频逆变器输出电流的基波；
[0044]
第一关断电流计算模块，用于由所述高频逆变器输出电流的基波确定关断电流，得到第一关断电流；
[0045]
输入阻抗确定模块，用于确定考虑高阶谐波时所述无线充电系统的输入阻抗；
[0046]
第二关断电流计算模块，用于由所述电压负载参数和所述考虑高阶谐波时所述无线充电系统的输入阻抗计算关断电流，得到第二关断电流；
[0047]
系统关断电流确定模块，用于由所述第一关断电流和所述第二关断电流确定所述无线充电系统中mosfet的关断电流。
[0048]
可选的，所述第一参数确定模块中的所述电压负载参数的计算公式为：
[0049][0050]
其中，u
ab
(n)表示考虑谐波的高频逆变器输出的方波电压；n表示谐波阶数；u
dc
表示直流电源的电压值；ω0表示基波角频率；t表示时间；u
in
表示方波电压的基波电压的有效值；r
leq
表示负载折算到整流器输入侧的等效负载值；r
l
表示复合补偿网络拓扑结构中的负
载值。
[0051]
与现有技术相比，本发明的有益效果是：
[0052]
本发明实施例提出了一种无线充电系统中mosfet的关断电流确定方法及系统，由高频逆变器输出电流的基波确定关断电流，得到第一关断电流；由电压负载参数和考虑高阶谐波时无线充电系统的输入阻抗计算关断电流，得到第二关断电流；由第一关断电流和第二关断电流确定无线充电系统中mosfet的关断电流。本发明实施例中关断电流的确定无需进行迭代计算，降低了计算的复杂度；考虑了基波和高阶谐波对mosfet关断电流的影响，能精确的求得无线充电系统中mosfet的关断电流，避免了仅采用基波模型对关断电流求解的误差，采用本发明实施例计算出的关断电流，可以指导应用于无线充电系统的mosfet关断电应力的优化设计。
附图说明
[0053]
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
[0054]
图1为本发明实施例提供的无线充电系统中mosfet的关断电流确定方法的流程图；
[0055]
图2为本发明实施例提供的复合补偿网络拓扑结构示意图；
[0056]
图3为本发明实施例提供的考虑高阶谐波时的等效电路图；
[0057]
图4为本发明实施例提供的无线充电系统中mosfet的关断电流确定系统的结构图。
具体实施方式
[0058]
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
[0059]
为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。
[0060]
图1为本发明实施例提供的无线充电系统中mosfet的关断电流确定方法的流程图。参见图1，本实施例的方法，包括：
[0061]
步骤111：确定无线充电系统中复合补偿网络拓扑结构的电压负载参数；所述电压负载参数包括高频逆变器输出的方波电压、所述方波电压的基波电压的有效值和负载折算到整流器输入侧的等效负载值。
[0062]
其中，复合补偿网络拓扑结构如图2所示，参见图2，所述复合补偿网络拓扑结构的原边侧采用一个串联补偿电感、一个并联补偿电容和一个串联补偿电容，而副边侧采用一个串联补偿电容。所述复合补偿网络拓扑结构具体包括：直流电源101、高频逆变器102、补偿电感和串联补偿电容103、原边串联补偿电容104、松耦合变压器105、副边串联补偿电容
106、整流器107以及负载108。
[0063]
所述直流电源101的输出侧连接所述高频逆变器102的输入侧，所述高频逆变器102的输出侧连接所述补偿电感和串联补偿电容103的输入侧；所述补偿电感和串联补偿电容103的输出侧分别与所述原边串联补偿电容104的一端和所述松耦合变压器105的输入侧连接；所述原边串联补偿电容104的另一端与所述松耦合变压器105的输入侧连接；所述松耦合变压器105的输出侧分别与所述副边串联补偿电容106的一端和所述整流器107的输入侧连接；所述副边串联补偿电容106的另一端与所述整流器107的输入侧连接；所述整流器107的输出侧与所述负载108连接。
[0064]
所述高频逆变器102包括四个金氧半场效晶体管(mosfet)，分别为第一金氧半场效晶体管s1、第二金氧半场效晶体管s2、第三金氧半场效晶体管s3和第四金氧半场效晶体管s4，s1和s2串联形成第一桥臂，s3和s4串联形成第一桥臂，第一桥臂和第二桥臂并联构成高频逆变器102。s1和s2的连接处与s3和s4的连接处均连接所述补偿电感和串联补偿电容103。
[0065]
所述补偿电感和串联补偿电容103中补偿电感的电感值为l
p
和所述补偿电感和串联补偿电容103中补偿电容的电容值为c
p2
，补偿电感和补偿电容的连接关系如图2所示。
[0066]
本实施例中，高频逆变器102将直流电源101的电压值u
dc
转换为方波电压u
ab
。设u
in
为u
ab
的基波电压的有效值，r
leq
是负载108的负载值r
l
折算至整流器107输入侧的等效负载，则可得所述电压负载参数的计算公式为：
[0067][0068]
其中，u
ab
(n)表示考虑谐波的高频逆变器输出的方波电压(由基波和一系列谐波组成的方波电压)；n表示谐波阶数；u
dc
表示直流电源的电压值；ω0表示基波角频率，其与开关频率f的关系为ω0＝2π*f；t表示时间；u
in
表示方波电压的基波电压的有效值；r
leq
表示负载折算到整流器输入侧的等效负载值；r
l
表示复合补偿网络拓扑结构中的负载值。
[0069]
步骤112：确定所述复合补偿网络拓扑结构的阻抗参数、电容参数和所述高频逆变器的阻抗角；所述阻抗参数包括副边侧的阻抗、原边侧补偿电感和串联补偿电容输入侧的阻抗以及副边侧折算到原边侧的反射阻抗；所述电容参数包括所述原边侧补偿电感和串联补偿电容中的电容值、原边串联补偿电容的电容值以及副边串联补偿电容的电容值。
[0070]
定义副边侧的阻抗为z
s
；原边侧补偿电感和串联补偿电容103输入侧的阻抗为z
in
；副边侧折算到原边侧的反射阻抗为z
r
，则所述阻抗参数的计算公式为：
[0071][0072]
其中，z
in
表示原边侧补偿电感和串联补偿电容输入侧的阻抗；z
s
表示副边侧的阻抗；z
r
表示副边侧折算到原边侧的反射阻抗；j表示虚数单位；ω0表示基波角频率；l
p
表示原边侧补偿电感和串联补偿电容中的电感值；c
p2
表示原边侧补偿电感和串联补偿电容中的电容值；l1表示松耦合变压器的原边电感值；l2表示松耦合变压器的副边电感值；r1表示松耦合变压器的原边的电阻值；r2表示松耦合变压器的副边的电阻值；c
p1
表示原边串联补偿电容的电容值；c
s
表示副边串联补偿电容的电容值；r
leq
表示负载折算到整流器输入侧的等效负载值；m表示原边电感和副边电感的互感值；表示原边线圈的电流值；表示副边线圈的电流值。
[0073]
由谐振原理可得各补偿电容的取值，即所述电容参数的计算公式为：
[0074][0075]
选择调整c
p1
实现组成高频逆变器102的mosfet的零电压开关。设此时的高频逆变器102的阻抗角为θ，选取合适的θ使其为一个大于零的角度。并且，θ应大于某个阈值，才能使mosfet有足够的能量进入零电压开关运行，所述高频逆变器的阻抗角θ的计算公式为：
[0076][0077]
高频逆变器的阻抗角θ的计算公式中，选取合适的θ角即可解出c
p1
的值。通过上述补偿网络参数的设置，在满足无线充电系统输出功率的基础上实现了所用mosfet的零电压开关，可以提高无线充电系统的传输效率。
[0078]
步骤113：由所述阻抗参数、所述电容参数和所述阻抗角计算所述高频逆变器输出电流的基波。
[0079]
将步骤112中的阻抗参数的计算公式、电容参数的计算公式和高频逆变器的阻抗
角的计算公式联立，可得所述高频逆变器输出电流的基波的计算公式为：
[0080][0081]
其中，i
o(1)
表示高频逆变器输出电流的基波；u
dc
表示直流电源的电压值；ω0表示基波角频率；l
p
表示原边侧补偿电感和串联补偿电容中的电感值；r1表示松耦合变压器的原边的电阻值；z
r
表示副边侧折算到原边侧的反射阻抗；j表示虚数单位；l1表示松耦合变压器的原边电感值；c
p1
表示原边串联补偿电容的电容值；c
p2
表示原边侧补偿电感和串联补偿电容中的电容值。
[0082]
步骤114：由所述高频逆变器输出电流的基波确定关断电流，得到第一关断电流。
[0083]
由步骤113中的高频逆变器输出电流的基波的计算公式可知，i
o(1)
不仅存在实部，也存在虚部。其中i
o(1)
的实部分量与电压u
in
同相位，i
o(1)
的虚部分量与电压u
in
正交。因此在仅仅考虑高频逆变器102输出基波的情况下，第一关断电流i
o(1),sw
的计算公式为：
[0084][0085]
其中，i
o(1),sw
表示第一关断电流；u
dc
表示直流电源的电压值；ω0表示基波角频率；l
p
表示原边侧补偿电感和串联补偿电容中的电感值；l1表示松耦合变压器的原边电感值；c
p1
表示原边串联补偿电容的电容值；c
p2
表示原边侧补偿电感和串联补偿电容中的电容值。
[0086]
步骤115：确定考虑高阶谐波时所述无线充电系统的输入阻抗。
[0087]
所述的补偿电感和串联补偿电容103和原边串联补偿电容104组成lcc的补偿网络，由于lcc补偿网络的高阶谐波滤除特性，大部分的高阶谐波电流流过补偿电感和串联补偿电容103的c
p2
通路，几乎没有高阶谐波电流流过原边串联补偿电容104的c
p1
通路。因此，考虑高阶谐波时(n≥3)的等效电路如图3所示。此时，所述考虑高阶谐波时所述无线充电系统的输入阻抗z
in,n
的计算公式为：
[0088][0089]
其中，z
in,n
表示考虑n阶谐波时所述无线充电系统的输入阻抗；j表示虚数单位；n表示谐波阶数，n≥3；ω0表示基波角频率；l
p
表示原边侧补偿电感和串联补偿电容中的电感值；c
p2
表示原边侧补偿电感和串联补偿电容中的电容值。
[0090]
步骤116：由所述电压负载参数和所述考虑高阶谐波时所述无线充电系统的输入阻抗计算关断电流，得到第二关断电流。
[0091]
由步骤115中考虑高阶谐波时所述无线充电系统的输入阻抗的计算公式可知，高阶谐波电压与高阶谐波电流呈正交关系，并且由于所有高阶谐波电压同相位，因此在mosfet关断时所有的高阶谐波电流值可以直接相加，此时联立电压负载参数的计算公式和考虑高阶谐波时所述无线充电系统的输入阻抗的计算公式，可得考虑高阶谐波的关断电流值，即第二关断电流的计算公式为：
[0092][0093]
其中，i
o(n),sw
表示第二关断电流；n表示谐波阶数；u
dc
表示直流电源的电压值；ω0表示基波角频率；c
p2
表示原边侧补偿电感和串联补偿电容中的电容值。
[0094]
步骤117：由所述第一关断电流和所述第二关断电流确定所述无线充电系统中mosfet的关断电流。
[0095]
将第一关断电流的计算公式和第二关断电流的计算公式联立，可得考虑高频逆变器102输出电流的基波和高阶谐波时的关断电流值，即所述无线充电系统中mosfet的关断电流的计算公式为：
[0096][0097]
其中，i
sw
表示无线充电系统中mosfet的关断电流；i
o(1),sw
表示第一关断电流；i
o(n),sw
表示第二关断电流；u
dc
表示直流电源的电压值；ω0表示基波角频率；l
p
表示原边侧补偿电感和串联补偿电容中的电感值；l1表示松耦合变压器的原边电感值；c
p1
表示原边串联补偿电容的电容值；c
p2
表示原边侧补偿电感和串联补偿电容中的电容值。
[0098]
由所述无线充电系统中mosfet的关断电流的计算公式可知，在上述的无线充电系统中，通过考虑基波和高阶谐波对mosfet关断电流的影响，求解出了应用于无线充电系统的mosfet的关断电流的精确表达式，该表达式可以用于指导应用于无线充电系统的mosfet关断电应力的优化设计。
[0099]
本实施例的无线充电系统中mosfet的关断电流确定方法具有如下优点：
[0100]
1)通过考虑基波和高阶谐波对mosfet关断电流的影响，可以更加精确的求得关断电流的表达式，避免仅采用基波模型对关断电流求解的误差。
[0101]
2)根据mosfet关断电流的表达式可知关断电流值与负载的取值无关，此时无线充电系统在不同负载功率时的mosfet的关断电流值相同，该特性可以用于指导应用于无线充电系统的mosfet关断电应力的优化设计。
[0102]
3)通过补偿网络参数的设置，在满足无线充电系统输出功率的基础上实现了所用mosfet的零电压开关，可以提高无线充电系统的传输效率。
[0103]
图4为本发明实施例提供的无线充电系统中mosfet的关断电流确定系统的结构图。参见图4，本实施例的系统，包括：
[0104]
第一参数确定模块201，用于确定无线充电系统中复合补偿网络拓扑结构的电压负载参数；所述电压负载参数包括高频逆变器输出的方波电压、所述方波电压的基波电压的有效值和负载折算到整流器输入侧的等效负载值。
[0105]
第二参数确定模块202，用于确定所述复合补偿网络拓扑结构的阻抗参数、电容参数和所述高频逆变器的阻抗角；所述阻抗参数包括副边侧的阻抗、原边侧补偿电感和串联补偿电容输入侧的阻抗以及副边侧折算到原边侧的反射阻抗；所述电容参数包括所述原边侧补偿电感和串联补偿电容中的电容值、原边串联补偿电容的电容值以及副边串联补偿电容的电容值；
[0106]
基波确定模块203，用于由所述阻抗参数、所述电容参数和所述阻抗角计算所述高频逆变器输出电流的基波。
[0107]
第一关断电流计算模块204，用于由所述高频逆变器输出电流的基波确定关断电流，得到第一关断电流。
[0108]
输入阻抗确定模块205，用于确定考虑高阶谐波时所述无线充电系统的输入阻抗。
[0109]
第二关断电流计算模块206，用于由所述电压负载参数和所述考虑高阶谐波时所述无线充电系统的输入阻抗计算关断电流，得到第二关断电流。
[0110]
系统关断电流确定模块207，用于由所述第一关断电流和所述第二关断电流确定所述无线充电系统中mosfet的关断电流。
[0111]
在一个示例中，所述第一参数确定模块201中的所述电压负载参数的计算公式为：
[0112][0113]
其中，u
ab
(n)表示考虑谐波的高频逆变器输出的方波电压；n表示谐波阶数；u
dc
表示直流电源的电压值；ω0表示基波角频率；t表示时间；u
in
表示方波电压的基波电压的有效值；r
leq
表示负载折算到整流器输入侧的等效负载值；r
l
表示复合补偿网络拓扑结构中的负载值。
[0114]
本说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。对于实施例公开的系统而言，由于其与实施例公开的方法相对应，所以描述的比较简单，相关之处参见方法部分说明即可。
[0115]
本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处。综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。