基于SVPWM调制的SNOP双闭环控制系统及方法

基于svpwm调制的snop双闭环控制系统及方法
技术领域
1.本发明涉及一种snop控制调制系统，尤其是涉及一种基于svpwm调制的snop双闭环控制系统及方法。


背景技术：

2.智能软开关(soft normally
‑
open point，snop)目前普遍采用传统载波pwm调制技术，通过载波和调制波的比较，得到开关脉宽控制信号，具有精度高、响应快、精度高等优点，近年来应用非常广泛。当应用于snop时，pwm调制系统的输入信号即调制比受系统电压的无功分量影响较大，系统电压的无功分量因系统中电容、电抗性元件的存在而出现时正时负的情形，造成了基于pwm调制技术的控制系统的不稳定性。
3.在变换器的控制系统中，传统的控制方法还有基于滞环的直接电流控制法。但现有传统的基于滞环的直接电流控制方法具有开关频率不稳定的缺陷，且直接电流控制的方法难以应用于snop以实现其同时控制多个电气变量的目的。


技术实现要素：

4.本发明的目的就是为了克服上述现有技术存在的缺陷而提供一种基于svpwm调制的snop双闭环控制系统及方法，使snop的调节更具精确性、快速性和稳定性，能够更有效地改善配电网馈线的电能质量。
5.本发明的目的可以通过以下技术方案来实现：
6.一种基于svpwm调制的snop双闭环控制系统，所述snop包括变流器vsc1和vsc2，所述双闭环控制系统包括vsc1双闭环控制部分、vsc2双闭环控制部分和svpwm调制部分，所述svpwm调制部分包括：
7.坐标转换单元，用于对vsc1双闭环控制部分和vsc2双闭环控制部分的输出量进行坐标转换，获得坐标变换后的参考电压矢量；
8.扇区选择单元，根据坐标变换后的参考电压矢量确定扇区，并确定各空间矢量的作用时间；
9.信号生成单元，生成空间矢量的调制波，以控制变流器vsc1和vsc2的各桥臂igbt的开关状态。
10.进一步地，所述vsc1双闭环控制部分包括内环电流pi控制器和外环电压功率控制器，所述外环电压功率控制器根据直流侧电压、vsc1侧无功功率与vsc1侧电流之间的关系设计，实现外环直流侧电压控制和外环无功功率控制。
11.进一步地，所述vsc2双闭环控制部分包括内环电流pi控制器和外环功率控制器，所述外环功率控制器根据流经snop的有功功率、vsc2侧无功功率与vsc2侧电流之间的关系设计，实现外环有功功率控制和外环无功功率控制。
12.进一步地，所述坐标转换具体为：将所述输出量即参考电压的d、q轴分量先通过dq/abc变换，转化为三相静止abc坐标系下的量v
aref
、v
bref
、v
cref
，再将其转化为两相静止参
考坐标系(α，β)下的量v
α
、v
β
。
13.进一步地，所述空间矢量的作用时间根据正弦定理及最优开关切换顺序确定。
14.本发明还提供一种基于svpwm调制的snop双闭环控制方法，所述snop包括变流器vsc1和vsc2，该控制方法包括以下步骤：
15.分别对所述vsc1和vsc2进行双闭环控制，获得输出量；
16.基于所述输出量采用svpwm调制技术获得变流器vsc1和vsc2的各桥臂igbt的开关信号，具体地：
17.对vsc1双闭环控制部分和vsc2双闭环控制部分的输出量进行坐标转换，获得坐标变换后的参考电压矢量；
18.根据坐标变换后的参考电压矢量确定扇区，并确定各空间矢量的作用时间；
19.生成空间矢量的调制波，以控制变流器vsc1和vsc2的各桥臂igbt的开关状态。
20.进一步地，对所述vsc1进行双闭环控制时，在内环电流pi控制的基础上，根据直流侧电压、vsc1侧无功功率与vsc1侧电流之间的关系设计外环电压功率控制，实现外环直流侧电压控制和外环无功功率控制。
21.进一步地，对所述vsc2进行双闭环控制时，在内环电流pi控制的基础上，根据流经snop的有功功率、vsc2侧无功功率与vsc2侧电流之间的关系设计外环功率控制，实现外环有功功率控制和外环无功功率控制。
22.进一步地，所述坐标转换具体为：将所述输出量即参考电压的d、q轴分量先通过dq/abc变换，转化为三相静止abc坐标系下的量v
aref
、v
bref
、v
cref
，再将其转化为两相静止参考坐标系(α，β)下的量v
α
、v
β
。
23.进一步地，所述空间矢量的作用时间根据正弦定理及最优开关切换顺序确定。
24.与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：
25.1、对于传统载波pwm调制技术应用于snop时存在的控制存在一定波动即稳定性欠佳的问题，本发明找出其问题根源，并设计了适用于snop的svpwm调制系统，通过电气量的坐标系变换，克服了传统调制技术存在的控制稳定性的不足，规避了控制中的波动问题，使得整个snop控制系统更具稳定性和精确性。最终通过双闭环控制系统和svpwm调制系统配合达到控制的精确性、快速性、稳定性的目标效果。
26.2、在控制系统的设计中，针对snop两侧的变流器各可以控制两个电气量的特征，设计了双闭环控制系统，引入pi控制设计了电流内环pi控制器，在此基础上，设计了直流电压外环pi控制器，并利用公式推导得出的电气联系设计了功率外环控制器，使之能适用于snop的运行，实现控制的快速性和精确性。
27.3、当前snop未能大规模应用于电网的原因之一是其成本问题，而本发明利用了svpwm技术对直流侧电压利用率高的特点，可以提升snop直流侧电压的利用率，即在外界条件相同的情况下，可降低直流侧电容的成本，在经济性方面有一定的提升。
28.4、本发明设计了适用于snop且互相之间可以通过坐标系变换而实现衔接的双闭环控制及svpwm调制，在广义层面上实现snop控制的优化。
附图说明
29.图1为snop结构拓扑；
30.图2为vsc1控制部分结构示意图；
31.图3为vsc2控制部分结构示意图；
32.图4为svpwm调制实现流程图；
33.图5为svpwm调制的simulink仿真模型示意图；
34.图6为采用传统载波pwm调制的snop直流侧电压波形；
35.图7为采用svpwm调制的snop直流侧电压波形。
具体实施方式
36.下面结合附图和具体实施例对本发明进行详细说明。本实施例以本发明技术方案为前提进行实施，给出了详细的实施方式和具体的操作过程，但本发明的保护范围不限于下述的实施例。
37.snop的结构拓扑如图1所示，其作用为实现馈线之间有功功率的传输且分别对两侧馈线提供无功功率，因为snop的工作基于全控型电力电子器件，因此其对有功、无功功率的控制均具有灵活性和连续性。在snop处于稳态运行的状况下，忽略snop中的功率损耗，流入snop一端的有功功率等于另一端流出的有功功率，仅采用其中一端的vsc控制有功功率的大小和方向就可以达到控制snop所连接的两条馈线上有功功率的目的；而两端的vsc能够各自为两端馈线提供无功功率且相互之间不受约束。变流器vsc1和vsc2各自可以控制两个状态量，因此，可通过vsc1控制直流侧电容电压，通过vsc2控制有功功率的大小和方向，且两个vsc各自控制为两侧馈线提供的无功功率的大小。
38.根据snop的工作原理，本发明设计了适用于snop的双闭环控制系统，snop的变流器vsc1和vsc2，两个变换器因其职能不同，对应的双闭环控制结构也不同，但均包括内环电流pi控制器和外环电压/功率控制器。
39.在正常运行状态下，变换器vsc1的职能为维持snop直流侧电容电压的稳定和为vsc1侧馈线提供无功功率，因此，在采用内环电流pi控制的前提下，分别根据直流侧电压、vsc1侧无功功率与vsc1侧电流之间的关系，设计了外环直流侧电压控制和外环无功功率控制，实现了基于负反馈的双闭环控制。
40.变换器vsc2的职能为控制有功功率的大小和方向以及为vsc2侧馈线提供无功功率，因此，在采用内环电流pi控制的前提下，分别根据流经snop的有功功率、vsc2侧无功功率与vsc2侧电流之间的关系，设计了外环有功功率控制和外环无功功率控制，实现基于负反馈的双闭环控制。
41.vsc1与vsc2双闭环控制部分结构分别如图2、图3所示。图2、图3中的v
sd1
、v
sq1
、v
sd2
、v
sq2
分别为snop两端所连接的交流系统1、2的电压的d、q轴分量；v
d1
、v
q1
、v
d2
、v
q2
分为别snop两侧变流器vsc1、vsc2侧交流电压的d、q轴分量；下标带有ref指代该电气量的参考值。
42.以vsc1侧电流内环pi控制器为例，调整pi参数使其满足：
[0043][0044]
式中i
d1
、i
q1
、i
d1ref
、i
q1ref
分别为变流器vsc1侧交流电流的d、q轴分量及其参考值。
[0045]
即可使电流和电压的负反馈控制电流和直流电压保持稳定值，实现电压外环和电流内环的双闭环pi控制；在内环电流pi控制的基础上，根据有功、无功功率与电流的电气联系设计了有功和无功功率外环控制器。该双闭环控制使得内环电流始终处于可控状态的同时，达到了控制如直流侧电压、有功功率和无功功率的外环电气量的目的，使得snop能够实现直流侧电压稳定、且能精确控制所传输的有功功率及提供的无功功率，且克服了传统基于滞环的直接电流控制法开关频率不稳定的缺陷。
[0046]
此外，pi控制器的引入使得控制系统兼具了比例调节和积分调节的优势，通过合理调节pi参数，使控制系统既具有快速性，又能够消除静态误差。
[0047]
上述双闭环控制部分采用直流侧电压、无功功率、有功功率外环和电流内环的双闭环控制系统使得内环电流始终处于可控状态的同时，达到了控制如直流侧电压、有功功率和无功功率的外环电气量的目的，使得snop能够实现直流侧电压稳定、且能精确控制所传输的有功功率及提供的无功功率，且克服了传统基于滞环的直接电流控制法开关频率不稳定的缺陷。
[0048]
根据snop的vsc1与vsc2双闭环控制部分输出的vsc1、vsc2侧参考电压的d、q轴分量v
d1ref
、v
q1ref
、v
d2ref
、v
q2ref
，构建对应的调制部分。区别于传统的载波pwm调制，此处采用了空间矢量脉宽调制(space vector pulse width modulation，svpwm)技术，将vsc1、vsc2的双闭环控制系统的输出量即参考电压的d、q轴分量先通过dq/abc变换，转化为三相静止abc坐标系下的量v
aref
、v
bref
、v
cref
，再将其转化为两相静止参考坐标系(α，β)下的量v
α
、v
β
。在控制和调制的信号传输部分，通过上述的两次坐标变换，实现了控制和调制的衔接。
[0049]
在此转换前提下，参考电压的空间矢量可进入svpwm的扇区选择模块，可根据它所在扇区的相邻两个电压空间矢量进行表示。因最终需要生成脉宽调制波，各空间矢量的作用时间可根据正弦定理及最优开关切换顺序来确定，并最终生成各桥臂igbt的开关信号。svpwm的具体实现步骤如图4所示。
[0050]
此外，在matlab/simulink中搭建了仿真模型，通过仿真验证了svpwm调制技术的应用使得snop控制电气量的稳定性得到大幅提升，具有实用性。在matlab/simulink中搭建适用于snop控制的svpwm调制仿真模型如图5所示。
[0051]
svpwm调制技术的引入，区别于传统的载波pwm调制，虽然使得计算量增大，其增加的三次谐波在对称三相系统中抵消，最终使得snop所在电力系统中电流的谐波含量更小，且提高了直流侧电压的利用率，即在snop两端电压相同的前提下降低了对直流侧电压的要求，节约成本。此外，考虑到实际电力系统的频率为50hz，在此情况下，svpwm调制相比于传统pwm调制更加适用于电力系统。
[0052]
传统的载波pwm调制对调制比的要求高，而实际电力系统中系统电压的q轴分量受电容、电抗元件的影响，在0值上下波动，而应用于snop的载波pwm调制系统的调制比由电压的d、q轴分量与直流侧电压的比值经坐标系变化而得到，因此，传统的pwm调制系统在snop的控制系统中应用时具有一定的误差。而svpwm调制系统的输入量为系统电压在(α，β)两相静止坐标系下的分量，不具有上述问题，控制系统较为稳定。采用传统载波pwm调制系统的snop与采用svpwm调制系统的snop的直流侧电压波形分别如图6，图7所示，可见，应用svpwm调制系统的snop的控制性能更佳。
[0053]
图6、图7对应的snop直流侧电压初始值均为550v，图中的直线为snop控制的直流
侧电压目标值700v，图6纵坐标一格代表50v，图7纵坐标一格代表20v。可见在超调量几乎相等的情况下，采用svpwm调制的snop控制系统快速性更佳，能够消除静态误差，与传统载波pwm控制手段的具有波动性的结果相比，其控制稳定性得到大幅提升。
[0054]
在另一具体实施方式中，提供一种基于svpwm调制的snop双闭环控制方法，所述snop包括变流器vsc1和vsc2，该控制方法包括以下步骤：分别对所述vsc1和vsc2进行双闭环控制，获得输出量；基于所述输出量采用svpwm调制技术获得变流器vsc1和vsc2的各桥臂igbt的开关信号。开关信号具体获取过程包括：对vsc1双闭环控制部分和vsc2双闭环控制部分的输出量进行坐标转换，获得坐标变换后的参考电压矢量；根据坐标变换后的参考电压矢量确定扇区，并确定各空间矢量的作用时间；生成空间矢量的调制波，以控制变流器vsc1和vsc2的各桥臂igbt的开关状态。
[0055]
以上详细描述了本发明的较佳具体实施例。应当理解，本领域的普通技术人员无需创造性劳动就可以根据本发明的构思作出诸多修改和变化。因此，凡本技术领域中技术人员依本发明的构思在现有技术的基础上通过逻辑分析、推理或者有限的实验可以得到的技术方案，皆应在由权利要求书所确定的保护范围内。