两相交错并联三电平双向直流变换器的功率均衡控制方法

1.本发明涉及一种功率均衡控制方法，尤其是一种两相交错并联三电平双向直流变换器的功率均衡控制方法。


背景技术：

2.在碳中和愿景目标下，以光伏、风电为代表的新能源将成为未来主力能源，而为了解决新能源稳定并网及其消纳问题，储能则成为了关键技术支撑。储能系统要实现能量在电网和储能设备间的双向流动，双向直流功率变换器是系统的核心设备。
3.三电平双向直流变换器相对两电平直流变换器而言，可以减小开关管的电压应力，并且由于非隔离式的直流变换器具有高效率、低成本、小体积的优势，因此，直流变换器可以广泛应用于大功率储能系统。大功率工况下，通常采用交错并联方式以提升系统容量；但是由于元器件参数的误差以及不同的局部设计结构，交错并联工况下存在相间功率不均衡的问题，不仅导致开关器件电流应力增加，同时也会影响系统的可靠性。
4.目前，实现各相功率均衡的方法主要分为下垂控制法和有源控制法。下垂法需要在每一相的输出增加一个模拟电阻，利用各阶段的负荷调节特性斜率来实现功率均衡。有源控制法是在传感器的基础之上，通过检测相电流，实现功率均衡的目的。然而，目前的功率均衡方法主要存在以下几个问题：
5.1)、下垂控制法在负载调整率和均衡性能上无法兼顾，导致其只能在小功率场合适用；
6.2)、传统的有源控制法采用了大量的电流传感器，系统的成本较高、体积较大。
7.因此，如何实现对直流变换器的有效功率均衡是目前急需解决的技术难题。


技术实现要素：

8.本发明的目的是克服现有技术中存在的不足，提供一种两相交错并联三电平双向直流变换器的功率均衡控制方法，其能有效实现功率均衡，降低复杂性，提升应用于储能系统时的可靠性。
9.按照本发明提供的技术方案，所述两相交错并联三电平双向直流变换器的功率均衡控制方法，所述直流变换器包括变换器开关主体部、与所述变换器开关主体部适配连接的电感单元组以及与所述变换器开关主体部适配连接的支撑电容组，所述变换器开关主体部包括若干可控的开关管，所述电感单元组包括与变换器开关主体部内相应开关管适配连接的电感l1、电感l2、电感l3以及电感l4，所述支撑电容组包括支撑电容c
h1
；所述功率均衡控制方法包括如下步骤：
10.步骤1、获取输出负载电压v
out
以及输出负载电压给定参考值并根据所述输出负载电压v
out
以及输出负载电压给定参考值确定输出电压闭环调节时的主占空比d
pi
；
11.步骤2、获取支撑电容c
h1
的支撑电容电压值v
h1
以及支撑电容c
h1
的支撑电容电压给
定参考值并根据支撑电容电压值v
h1
以及支撑电容电压给定参考值确定支撑电容电压闭环调节时的支撑电容电压均衡占空比dv；
12.步骤3、配置直流变换器的工作状态，并对所述直流变换器工作时的总电流i
d1
以及总电流i
d2
采样；在对总电流i
d1
采样时，以得到流过电感l1的采样平均电流i1以及流过电感l2的采样平均电流i2；在对总电流i
d2
采样上，以得到流过电感l3的采样平均电流i3以及流过电感l4的采样平均电流i4；
13.步骤4、将采样平均电流i1作为基准电流值并将采样平均电流i2为反馈电流值，以利用采样平均电流i1以及采样平均电流i2确定电流闭环调节时的电流均衡控制占空比d
pi,b12
；
14.同时，将采样平均电流i3作为基准电流值并将采样平均电流i4为反馈电流值，以利用采样平均电流i3以及采样平均电流i4确定电流闭环调节时的电流均衡控制占空比d
pi,b34
；
15.步骤5、根据上述主占空比d
pi
、支撑电容电压均衡占空比dv、电流均衡控制占空比d
pi,b12
以及电流均衡控制占空比d
pi,b34
，配置变换器开关主体部内所有开关管的占空比。
16.所述变换器开关主体部包括开关管s
a1
以及开关管s
b1
，其中，开关管s
a1
的第一端、开关管s
b1
的第一端与支撑电容c
h1
的第一端连接，开关管s
a1
的第二端与开关管s
a2
的第一端连接，开关管s
b1
的第二端与开关管s
b2
的第一端连接，开关管s
a2
的第二端与开关管s
a3
的第一端以及开关管s
b2
的第二端以及开关管s
b3
的第一端连接，开关管s
a3
的第二端与开关管s
a4
的第一端连接，开关管s
b3
的第二端与开关管s
b4
的第一端连接，开关管s
a4
的第二端、开关管s
b4
的第二端与支撑电容组内支撑电容c
h2
的第二端连接；
17.支撑电容c
h2
的第一端连接支撑电容c
h1
的第二端、开关管s
a2
的第二端、开关管s
a3
的第一端、开关管s
b2
的第二端以及开关管s
b3
的第一端；
18.开关管s
a1
与开关管s
a2
互补导通，开关管s
a3
与开关管s
a4
互补导通，开关管s
a1
的载波与开关管s
a4
的载波相差180
°
；开关管s
b1
与开关管s
b2
互补导通，开关管s
b3
与开关管s
b4
互补导通，开关管s
b1
的载波与开关管s
b4
的载波相差180
°
。
19.所述电感l1的一端与开关管s
a1
的第二端以及开关管s
a2
的第一端连接，电感l2的一端与开关管s
b1
的第二端以及开关管s
b2
的第一端连接，电感l3的一端与开关管s
a3
的第二端以及开关管s
a4
的第一端连接，电感l4的一端与开关管s
b3
的第二端以及开关管s
b4
的第一端连接；
20.电感l1的另一端以及电感l2的另一端与滤波电容c
l
的一端连接，滤波电容c
l
的另一端与电感l3的另一端以及电感l4的另一端连接。
21.步骤1中，在获取输出负载电压v
out
以及输出负载电压给定参考值后，通过对输出负载电压给定参考值与输出负载电压v
out
间的差值进行pi运算，以得到输出电压闭环调节时的主占空比d
pi
。
22.步骤2中，获取支撑电容c
h1
的支撑电容电压值v
h1
以及所述支撑电容c
h1
的支撑电容电压给定参考值后，通过对支撑电容电压给定参考值与支撑电容电压值v
h1
间的差值进行pi运算，以得到支撑电容电压均衡占空比dv。
23.通过支撑电容c
h1
的第一端、开关管s
a1
的第一端以及开关管s
b2
第一端结合部的电流采样，以能对总电流i
d1
采样；通过对支撑电容c
h2
的第二端、开关管s
a4
的第二端以及开关
管s
b4
第二端结合部的电流采样，以能对总电流i
d2
采样。
24.对总电流i
d1
采样时，配置开关管s
a1
导通且开关管s
b1
关断，则采样平均电流i1为：i1＝《i
l1
》
ts1
，其中，ts1为开关管s
a1
的开关周期；
25.对总电流i
d1
采样时，配置开关管s
a1
关断且开关管s
b1
导通，则采样平均电流i2为：i2＝《i
l2
》
ts2
，其中，ts2为开关管s
b1
的开关周期。
26.步骤4中，计算对采样平均电流i1与采样平均电流i2的差值，并对所述采样平均电流i1与采样平均电流i2的差值进行pi运算，以得到电流闭环调节时的电流均衡控制占空比d
pi,b12
。
27.步骤4中，计算采样平均电流i3与采样平均电流i4间的差值，并对所述采样平均电流i3与采样平均电流i4间的差值进行pi运算，以得到电流闭环调节时的电流均衡控制占空比d
pi,b34
。
28.所述步骤5中，所述变换器开关主体部内相应开关管的占空比为：
[0029][0030]
其中，d1为开关管s
a1
的占空比，d2为开关管s
b1
的占空比，d3为开关管s
a4
的占空比，d4为开关管s
b4
的占空比。
[0031]
本发明的优点：在确定开关管s
a1
的占空比d1、开关管s
b1
的占空比d2、开关管s
a4
的占空比d3以及开关管s
b4
的占空比d4时，利用主占空比d
pi
能实现直流变换器的稳压控制；利用电流均衡控制占空比d
pi,b12
和电流均衡控制占空比d
pi,b34
，能消除相间电感电流偏差，即可实现功率均衡；利用支撑电容电压均衡占空比dv，能消除支撑电容c
h1
与支撑电容c
h2
之间的电压偏差。
[0032]
通过在对总电流i
d1
采样，以得到流过电感l1的采样平均电流i1以及流过电感l2的采样平均电流i2；对总电流i
d2
采样上，以得到流过电感l3的采样平均电流i3以及流过电感l4的采样平均电流i4，从而能减少电流传感器的使用，进而能减小系统的体积和成本。确定主占空比d
pi
、支撑电容电压均衡占空比dv、电流均衡控制占空比d
pi,b12
以及电流均衡控制占空比d
pi,b34
的过程相互独立，互不影响，增强了系统工作的安全性。
附图说明
[0033]
图1为本发明的系统框图。
[0034]
图2为本发明相电流以及总电流与占空比的一种对应关系示意图。
[0035]
图3为本发明相电流以及总电流与占空比的另一种对应关系示意图。
[0036]
附图标记说明：1-第一电流闭环调节器、2-第一电压闭环调节器、3-第一采样策略模块、4-第二电压闭环调节器、5-第二电流闭环调节器以及6-第二采样策略模块。
具体实施方式
[0037]
下面结合具体附图和实施例对本发明作进一步说明。
[0038]
如图1所示：为了能有效实现功率均衡，降低复杂性，提升应用于储能系统时的可
靠性，本发明两相交错并联三电平双向直流变换器的功率均衡控制方法，具体地，所述直流变换器包括变换器开关主体部、与所述变换器开关主体部适配连接的电感单元组以及与所述变换器开关主体部适配连接的支撑电容组，所述变换器开关主体部包括若干可控的开关管，所述电感单元组包括与变换器开关主体部内相应开关管适配连接的电感l1、电感l2、电感l3以及电感l4，所述支撑电容组包括支撑电容c
h1
；
[0039]
本发明实施例中，所述变换器开关主体部包括开关管s
a1
以及开关管s
b1
，其中，开关管s
a1
的第一端、开关管s
b1
的第一端与支撑电容c
h1
的第一端连接，开关管s
a1
的第二端与开关管s
a2
的第一端连接，开关管s
b1
的第二端与开关管s
b2
的第一端连接，开关管s
a2
的第二端与开关管s
a3
的第一端以及开关管s
b2
的第二端以及开关管s
b3
的第一端连接，开关管s
a3
的第二端与开关管s
a4
的第一端连接，开关管s
b3
的第二端与开关管s
b4
的第一端连接，开关管s
a4
的第二端、开关管s
b4
的第二端与支撑电容组内支撑电容c
h2
的第二端连接；
[0040]
支撑电容c
h2
的第一端连接支撑电容c
h1
的第二端、开关管s
a2
的第二端、开关管s
a3
的第一端、开关管s
b2
的第二端以及开关管s
b3
的第一端；
[0041]
开关管s
a1
与开关管s
a2
互补导通，开关管s
a3
与开关管s
a4
互补导通，开关管s
a1
的载波与开关管s
a4
的载波相差180
°
；开关管s
b1
与开关管s
b2
互补导通，开关管s
b3
与开关管s
b4
互补导通，开关管s
b1
的载波与开关管s
b4
的载波相差180
°
。
[0042]
具体地，开关管s
a1
、开关管s
a2
、开关管s
a3
、开关管s
a4
、开关管s
b1
、开关管s
b2
、开关管s
b3
以及开关管s
b4
均可以采用现有常用的可控开关管，如可采用igbt(insulated gate bipolar transistor)器件或mosfet(metal-oxide-semiconductor field-effect transistor)器件等，具体类型可以根据实际需要选择，此处不再赘述。开关管的第一端为漏极端或源极端，开关管第二端为源极端或漏极端，具体与开关管所选的类型相关，通过在开关管的栅极端加载栅端电压能控制开关管的导通或关断，具体与现有相一致，为本技术领域人员所熟知，此处不再赘述。
[0043]
一般地，在开关管s
a1
、开关管s
a2
、开关管s
a3
、开关管s
a4
、开关管s
b1
、开关管s
b2
、开关管s
b3
以及开关管s
b4
上均反并联一续流二极管，以能满足直流变换器工作在不同状态下利用续流二极管续流，具体利用开关管以及与所述开关管反并联续流二极管进行电流流通的方式与现有直流变换器的工作过程相一致，具体为本技术领域人员所熟知，此处不再赘述。
[0044]
支撑电容组包括支撑电容c
h1
以及支撑电容c
h2
。电感单元组与变换器开关主体部适配连接时，所述电感l1的一端与开关管s
a1
的第二端以及开关管s
a2
的第一端连接，电感l2的一端与开关管s
b1
的第二端以及开关管s
b2
的第一端连接，电感l3的一端与开关管s
a3
的第二端以及开关管s
a4
的第一端连接，电感l4的一端与开关管s
b3
的第二端以及开关管s
b4
的第一端连接；
[0045]
电感l1的另一端以及电感l2的另一端与滤波电容c
l
的一端连接，滤波电容c
l
的另一端与电感l3的另一端以及电感l4的另一端连接。
[0046]
具体地，图1中，r
l1
为电感l1的等效电阻，r
l2
为电感l2的等效电阻，r
l3
为电感l3的等效电阻，r
l4
为电感l4的等效电阻。具体实施时，直流变换器具有端电压v
l
以及端电压vh，其中，端电压v
l
为与滤波电容c
l
相对应的一端电压，端电压vh为支撑电容组对应的电压，端电压v
l
、端电压vh的具体情况与直流变换器的工作模式相关，具体为本技术领域人员所熟知，此处不再赘述。
[0047]
本发明实施例中，所述功率均衡控制方法包括如下步骤：
[0048]
步骤1、获取输出负载电压v
out
以及输出负载电压给定参考值并根据所述输出负载电压v
out
以及输出负载电压给定参考值确定输出电压闭环调节时的主占空比d
pi
；
[0049]
具体地，可通过电压采样等方式获取输出负载电压v
out
，由上述说明可知，输出负载电压v
out
一般根据直流变换器的共模相关，即输出负载电压v
out
为端电压v
l
或端电压vh，获取输出负载电压v
out
的具体过程可以根据实际需要选择，此处不再赘述。根据直流变换器的工作模式以及与所述直流变换器负载的情况，可配置输出负载电压给定参考值输出负载电压给定参考值的具体给定情况可实际应用场景等相关，具体为本技术领域人员所熟知，此处不再赘述。
[0050]
具体实施时，在获取输出负载电压v
out
以及输出负载电压给定参考值后，通过对输出负载电压给定参考值与输出负载电压v
out
间的差值进行pi运算，以得到输出电压闭环调节时的主占空比d
pi
，即其中，k
p
、ki分别为比系数与积分系数，比系系数k
p
以及积分系数ki的一般为经验值或通过多次调节确定，具体为本技术领域人员所熟知，此处不再赘述。本发明实施例中，通过输出电压闭环调节时的主占空比d
pi
进行占空比控制时，可用于实现直流变换器输出的稳压控制。
[0051]
步骤2、获取支撑电容c
h1
的支撑电容电压值v
h1
以及支撑电容c
h1
的支撑电容电压给定参考值并根据支撑电容电压值v
h1
以及支撑电容电压给定参考值确定支撑电容电压闭环调节时的支撑电容电压均衡占空比dv；
[0052]
具体实施时，可以通过现有常用的电压采样技术手段得到支撑电容c
h1
的支撑电容电压值v
h1
，支撑电容c
h1
的支撑电容电压给定参考值一般为直流变换器输入电压的一半；当然，实际应用中，也可以选择支撑电容c
h2
的支撑电容电压值v
h2
，具体可以根据实际需要选择，此处不再赘述。
[0053]
本发明实施例中，获取支撑电容c
h1
的支撑电容电压值v
h1
以及所述支撑电容c
h1
的支撑电容电压给定参考值后，通过对支撑电容电压给定参考值与支撑电容电压值v
h1
间的差值进行pi运算，以得到支撑电容电压均衡占空比dv；即有其中，k
pv
、k
iv
分别为比例系数与积分系数，s表示积分运算，比系系数k
pv
以及积分系数k
iv
的一般为经验值或通过多次调节确定，具体为本技术领域人员所熟知，此处不再赘述。具体地，通过支撑电容电压均衡占空比dv，能消除支撑电容c
h1
与支撑电容c
h2
之间的电压偏差。
[0054]
步骤3、配置直流变换器的工作状态，并对所述直流变换器工作时的总电流i
d1
以及总电流i
d2
采样；在对总电流i
d1
采样时，以得到流过电感l1的采样平均电流i1以及流过电感l2的采样平均电流i2；在对总电流i
d2
采样上，以得到流过电感l3的采样平均电流i3以及流过电感l4的采样平均电流i4；
[0055]
具体地，通过支撑电容c
h1
的第一端、开关管s
a1
的第一端以及开关管s
b2
第一端结合部的电流采样，以能对总电流i
d1
采样；通过对支撑电容c
h2
的第二端、开关管s
a4
的第二端以
及开关管s
b4
第二端结合部的电流采样，以能对总电流i
d2
采样。
[0056]
具体实施时，以对总电流i
d1
采样为例，根据等效电路占空比的关系，可得等效电路中各相电流及总电流i
d1
与占空比的对应关系，如图2和图3所示。图2和图3中，d1为开关管s
a1
的占空比，d2为开关管s
b1
的占空比，i1即为流过电感l1的采样平均电流，i2即为流过电感l2的采样平均电流。
[0057]
图2和图3中，i
l1
和i
l2
分别表示电感l1和l2的电流。由于开关管s
a1
和开关管s
b1
相位相差180
°
，需交错采样。在三角波v
tri1
的零点处对总电流i
d1
进行采样，由于在t2～t3时间段内开关管s
a1
开通，开关管s
b1
关断，所以总电流i
d1
和电流i
l1
的值相等，此时，采样平均电流i1可以表示为：
[0058][0059]
其中，ts1为开关管s
a1
的开关周期，《》
ts
代表电流i
l1
的周期平均值；开关管s
a1
的开关周期ts1是指开关管s
a1
的相邻两次导通时的间隔时间，开关管s
a1
的开关周期ts1的具体情况为本技术领域人员所熟知，此处不再赘述。
[0060]
同理，在t4～t5时间段开关管s
b1
开通，开关管s
a1
关断，总电流i
d1
和电流i
l2
的值相等，那么在三角波v
tri2
的零点处采样，获得总电流i
d1
的值与i
l2
是相等的。电流i2可以表示为：其中，ts2为开关管s
b1
的开关周期。
[0061]
由于直流变换器的特性可知，《i
l3
》
ts
和《i
l4
》
ts
同样可以通过对总电流i
d2
进行移相采样获得，即能得到采样平均电流i3和采样平均电流i4。具体实施时，根据三角波的波谷触发控制器进行采样，在移相控制方式下，单周期内包含两个三角波波谷，所以采样频率相比于开关频率的关系为：f
samp
＝2fs；其中，f
samp
为采样频率，fs为开关管的开关频率。
[0062]
图1中，通过第一采样策略模块3能得到采样平均电流i1以及采样平均电流i2；同时，通过第二采样策略模块6能得到采样平均电流i3以及采样平均电流i4。第一采样策略模块3、第二采样策略模块6一般通过fpga(field programmable gate array)编程实现，图2和图3中的三角波为fpga产生，三角波为载波，具体产生三角波的波形以及三角波零点的情况均可以通过fpga确定，具体与现有相一致，为本技术领域人员所熟知，此处不再赘述。
[0063]
综上，采用本发明方式确定采样平均电流i1、采样平均电流i2、采样平均电流i3以及采样平均电流i4时，能有效减少电流传感器的使用，减少了体积和成本。当然，在具体实施时，还可以采用其他的方式得到采样平均电流i1、采样平均电流i2、采样平均电流i3以及采样平均电流i4，具体采样或测量方式可以根据实际需要选择，此处不再赘述。
[0064]
步骤4、将采样平均电流i1作为基准电流值并将采样平均电流i2为反馈电流值，以利用采样平均电流i1以及采样平均电流i2确定电流闭环调节时的电流均衡控制占空比d
pi,b12
；
[0065]
同时，将采样平均电流i3作为基准电流值并将采样平均电流i4为反馈电流值，以利用采样平均电流i3以及采样平均电流i4确定电流闭环调节时的电流均衡控制占空比d
pi,b34
；
[0066]
具体实施时，计算对采样平均电流i1与采样平均电流i2的差值，并对所述采样平均电流i1与采样平均电流i2的差值进行pi运算，以得到电流闭环调节时的电流均衡控制占空比d
pi,b12
，即其中，k
p,b1
、k
i,b1
分别为比例系数以及积分系数，比
的采样平均电流i4，从而能减少电流传感器的使用，进而能减小系统的体积和成本。确定主占空比d
pi
、支撑电容电压均衡占空比dv、电流均衡控制占空比d
pi,b12
以及电流均衡控制占空比d
pi,b34
的过程相互独立，互不影响，增强了工作的安全性。