功率转换装置的制作方法

1.本技术涉及经由直流电容器将ac/dc转换器和dc/dc转换器相连接的功率转换装置。


背景技术：

2.在将现有的ac/dc转换器和dc/dc转换器串联连接的功率转换装置中，交流电源由整流电路部来整流，并利用高功率因数转换器电路部对输入的直流电压进行升压和输出。该高功率因数转换器电路部通过将开关晶体管的导通/截止的时间比控制为正弦波状来改善功率因数，并进行直流电压的控制。升压后的直流电压由直流电容器进行稳定化，dc/dc转换器部将从直流电容器提供的直流电压转换为所希望的直流电压来驱动负载。
3.在使直流电容器小电容化的情况下，特别是在商用交流电源为单相时，以电源频率的2倍的频率进行变动的直流母线电压的纹波电压增大。若直流母线电压的纹波电压增大，则在纹波上限超过直流电容器的耐压，或在下限低于商用交流电源电压，从商用交流电源流入冲击电流，导致功率因数恶化。为了抑制直流母线电压的纹波电压，决定在商用交流电源的过零相位为最小值、在峰值相位为最大值的交流电流指令，以抑制直流电容器的纹波电流，将交流电流指令重叠于直流电流指令，以生成dc/dc转换器的输出电流指令，并使用输出电流指令来对dc/dc转换器进行输出控制(例如，参照专利文献1)。现有技术文献专利文献
4.专利文献1：日本专利第6026049号公报


技术实现要素：

发明所要解决的技术问题
5.专利文献1的功率转换装置中，将交流电流指令重叠到dc/dc转换器的直流电流指令来进行输出控制，因此，在dc/dc转换器的直流输出电流中产生电源频率的2倍频率的电流纹波。因此，作为构成dc/dc转换器的元件的开关元件和电抗器中流过的电流的有效值增加，损耗增加，因而需要增大尺寸以使实现热形成。如果是绝缘型dc/dc转换器则绝缘变压器的损耗也增加，因此需要增大尺寸，妨碍了功率转换器的小型化和低成本化。此外，电抗器中，由于流过的电流增加，所需的直流重叠特性增加，因此，特别是在使用铁氧体等直流重叠特性急剧减小的芯体来作为芯体的应用中，为了确保直流重叠特性而需要使芯体大型化，妨碍了功率转换器的小型化和低成本化。
6.本技术是为了解决上述问题而完成的，其目的在于得到一种功率转换装置，能使直流电容器小型化，而无需使构成dc/dc转换器的元件大型化。用于解决技术问题的技术手段
7.本技术所公开的功率转换装置包括：将来自交流电源的交流电力转换为直流电力的ac/dc转换器；连接到ac/dc转换器的直流侧、进行直流电力的电压转换的dc/dc转换器；
连接在ac/dc转换器与dc/dc转换器之间、对电力进行滤波的直流电容器；以及控制ac/dc转换器和dc/dc转换器的控制电路，控制电路将在交流电源的过零相位处为最小值、在峰值相位处为最大值的交流电流指令重叠到直流电流指令来生成dc/dc转换器的输出电流指令，并使用输出电流指令来对dc/dc转换器进行输出控制，该功率转换装置中，具有获取直流电容器的周围温度的直流电容器温度获取单元，控制电路根据从直流电容器温度获取单元得到的温度信息，来决定交流电流指令的振幅。发明效果
8.根据本技术所公开的功率转换装置，具有在ac/dc转换器与dc/dc转换器之间对电力进行滤波的直流电容器，并将交流电流指令重叠到直流电流指令来进行控制，该功率转换装置中，根据直流电容器的温度改变交流电流指令，从而能使直流电容器小型化，而无需使构成dc/dc转换器的半导体开关元件大型化。由此，能实现功率转换装置的小型化和低廉化。
附图说明
9.图1是实施方式1所涉及的功率转换装置的结构图。图2是示出实施方式1所涉及的功率转换装置的ac/dc转换器的动作的电流路径图。图3是示出实施方式1所涉及的功率转换装置的ac/dc转换器的动作的电流路径图。图4是示出实施方式1所涉及的功率转换装置的ac/dc转换器的动作的电流路径图。图5是示出实施方式1所涉及的功率转换装置的ac/dc转换器的动作的电流路径图。图6是示出实施方式1所涉及的功率转换装置的dc/dc转换器的动作的电流路径图。图7是示出实施方式1所涉及的功率转换装置的dc/dc转换器的动作的电流路径图。图8是示出实施方式1的参考例所涉及的交流电源的电压、电流和直流电容器的纹波电压的波形图。图9是示出实施方式1所涉及的直流电容器的输出电流中所包含的各分量的波形图。图10是示出实施方式1所涉及的直流电容器的输入输出电流的波形图。图11是示出生成实施方式1所涉及的ac/dc转换器的栅极信号的结构的控制框图。图12是示出生成实施方式1所涉及的ac/dc转换器的栅极信号的结构的控制框图。图13是示出生成实施方式1所涉及的dc/dc转换器的栅极信号的结构的控制框图。图14是示出构成实施方式1所涉及的dc/dc转换器的元器件的电流波形的波形图。图15是示出构成实施方式1所涉及的dc/dc转换器的元器件的电流波形的波形图。图16是示出构成实施方式1所涉及的dc/dc转换器的滤波电抗器的直流重叠特性的图。
图17是示出构成实施方式1所涉及的功率转换装置的直流电容器的电容的温度特性的图。图18是示出基于实施方式1所涉及的功率转换装置中的温度的纹波电流振幅指令值的变化的图。
具体实施方式
10.实施方式1.以下，对实施方式1进行说明。图1是示出实施方式1所涉及的功率转换装置的电路结构的图。如图1所示，功率转换装置将单相的交流电源1的交流电压vin转换为初级侧直流电压vdc，进一步将初级侧直流电压vdc转换成由变压器7进行绝缘的次级侧直流电压，并将直流电压vl输出到例如电池等负载11。
11.功率转换装置包括：以交流电源1为输入、将交流电压vin转换为初级侧直流电压vdc的ac/dc转换器101；对ac/dc转换器101的输出进行滤波的直流电容器5；以及以直流电容器5为输入、将初级侧直流电压vdc转换为针对负载11的直流电压vl的dc/dc转换器102。
12.ac/dc转换器101包括：功率因数改善用的pfc(power factor collection：功率因数集合)电抗器2；以及整流电路3，整流电路3为图腾柱型，将交流电源1的交流电压vin整流成直流电容器5的直流电源vdc，该图腾柱型中，将由在源极和漏极间内置有二极管的mosfet(metal oxide semiconductor field effect transistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)构成的半导体开关元件3a、3b构成半桥结构，且构成与之并联地将二极管4a、4b串联连接而得的串联电路。
13.dc/dc转换器102包括：绝缘的变压器(绝缘变压器)7；单相逆变器6，该单相逆变器6连接到变压器7的初级绕组7a，将由在源极和漏极间内置有二极管的mosfet构成的半导体元件6a～6b构成全桥结构，并作为将直流电容器5的直流电压vdc转换为交流电压的逆变器；以及整流电路8，该整流电路8连接到变压器7的次级绕组7b，并将作为整流元件(半导体元件)的二极管8a～8d构成全桥结构。此外，整流电路8的输出与输出滤波用的电抗器9和输出电容器10相连接，并向负载11输出直流电压vl。
14.此外，控制电路30配置在主电路的外部，分别对输入电压vin和输出电压vl进行监视并输入到控制电路30。此外，输入电流iin由电流传感器33监视，输出电流il由输出电流传感器34监视，并被分别输入到控制电路30。控制电路30以使得直流电压vdc成为目标电压、且输入电流变为高功率因数的方式输出针对半导体开关元件3a、3b的栅极信号31，对半导体开关元件3a、3b的导通占空比(导通期间)进行控制。此外，以使得输出电流il成为目标电流的方式输出针对半导体开关元件6a～6d的栅极信号32，对半导体开关元件6a～6d的导通占空比(导通期间)进行控制。
15.此外，直流电容器5的周围温度tcon例如由直流电容器温度获取单元20通过热敏电阻来获取，并输入到控制电路30。控制电路30根据直流电容器5的周围温度tcon来决定输出电流的目标电流值。另外，半导体开关元件3a、3b、6a～6d并不限于mosfet，也可以是反向并联连接有二极管的igbt(insulated gate bipolar transistor：绝缘栅双极型晶体管)等自灭弧型
半导体开关元件。
16.以下，对这样构成的功率转换装置的动作进行说明。图2～图5是说明ac/dc转换器101的动作的电流路径图。当交流电压vin为正电压时，若半导体开关元件3b为导通，则输入电流经由电抗器2短路，电抗器2被励磁，电流正极性地增加(图2)。若半导体开关元件3b截止，则累积在电抗器2中的励磁能量经由半导体开关元件3a输出到直流电容器5一侧。此时，电抗器2的电流减少(图3)。当交流电压vin为负电压时，若半导体开关元件3a为导通，则输入电流经由电抗器2短路，电抗器2被励磁，电流负极性地增加(图4)。若半导体开关元件3a截止，则累积在电抗器2中的励磁能量经由二极管4a输出到直流电容器5一侧。此时，电抗器2的电流减少(图5)。
17.控制电路30如上述那样对半导体开关元件3a、3b进行导通/截止控制来对所输入的交流电流iac进行高功率因数控制。另外，半导体开关元件3a和半导体开关元件3b理想地以同样的占空比被驱动。这里，在电流iac被控制为高功率因数的情况下(输入电压vin为正的示例)的半导体开关元件3a的理论占空比d3a在以下式(1)中示出。此时，半导体开关元件3b的占空比d3b基于式(1)，由式(2)来表示。其中，交流电源1的电压vac在式(3)中定义。因此，流入直流电容器5的电流iin用式(4)来求出。另外，设为从交流电源1到直流电容器5之间不产生损耗。此外，d3a与d3b的占空比中设有死区时间期间，该期间中半导体开关元件3a、3b双方均截止以使得臂不短路。此外，可以利用d3a的占空比将半导体开关元件3b设为导通。
18.d3a＝(vdc-vac)/vdc
…
(1)d3b＝vac/vdc
…
(2)iin＝(vac/vdc)iac＝(2vac
·
iac/vdc)sin2ωt
…
(4)
19.接着，对dc/dc转换器102的动作进行说明。dc/dc转换器102是绝缘型全桥转换器电路的示例。控制电路30对半导体开关元件6a～6a进行导通/截止控制，使直流电容器5输出直流电力，并将针对负载11的电流il、电压vl控制为所希望的值。图6、图7是说明dc/dc转换器102的动作的电流路径图。在半导体开关元件6a、6b导通的期间半导体开关元件6b、6c截止，电流从直流电容器5流向半导体开关元件6a、变压器7的初级侧绕组7a、半导体开关元件6d。同时，在次级侧，电流流向变压器7的次级侧绕组7b、二极管8a、电抗器9、负载11、二极管8d(图6)。接着，半导体开关元件6a～6d截止，电流不流向初级侧，而在次级侧，电流流向二极管8a、二极管8b、电抗器9、负载11或二极管8c、二极管8d、电抗器9、负载11(图7)。接着，与半导体开关元件6a、6d导通、半导体开关元件6b、6c截止的期间同样地，经过半导体开关元件6b、6c导通、半导体开关元件6a、6d截止的期间，半导体开关元件6a～6d截止。另外，半导体开关元件6a、6d导通、半导体开关元件6b、6c截止的期间与半导体开关元件6b、6c导通、半导体开关元件6a、6d截止的期间为相同的长度。
20.在这样动作的dc/dc转换器102中，控制电路30通过调整半导体开关元件6a、6d导通(或半导体开关元件6b、6c导通)的期间、与半导体开关元件6a～6d截止的期间的占空比，来调整提供给负载11的电力，该情况下，调整负载电流il。然后，dc/dc转换器102将直流电压vl提供给负载11来作为电流il，从而将直流电力提供给负载11。从直流电容器5输出的输
出电流iout相对半导体开关元件6a～6d的开关周期不连续，但可以视为相对于交流电源1的周期为平均连续的电流。假设为将直流电容器5的输出电流iout假定为直流电流idc。该情况下，直流电容器5的电压关系式能用以下的式(5)来表示。其中，将直流电容器5的静电电容设为cdc，将直流电容器5的交流电压分量(纹波电压)设为vc2。输入的交流电流iac以被进行高功率因数控制为前提，用式(6)来表示。若对直流电容器5的交流电压分量(纹波电压)vc2求解式(5)，则式(7)被导出。
21.cdc(dvc2/dt)＝iin-idc＝(2vac
·
iac/vdc)sin2ωt-idc
…
(5)vc2＝(2vac
·
iac/2ωcdc
·
vdc)sin(2ωt)
…
(7)
22.式(7)示出如下情况：假如直流电容器5的输出电流iout是直流电流，则通过由与交流电源1相连接的ac/dc转换器101进行的高功率因数控制，在直流电容器5中必然产生交流电源1的2倍频率的纹波电压vc2。作为本实施方式的参考例，在图8中示出这样的纹波电压vc2与交流电源1的电压vac、电流iac的波形图。如图8所示，纹波电压vc2以交流电源1的2倍频率大幅变动。
23.本实施方式中，控制电路30有意地将交流电流分量(纹波电流)irp重叠到直流电容器5的输出电流iout，以力图抑制直流电容器5中产生的纹波电压vc2。具体而言，通过控制dc/dc转换器102以使得在输出到负载11的电流il中产生交流电流分量(纹波电流)，从而使直流电容器5的输出电流iout产生纹波电流irp。
24.图9是示出交流电源1的电压vac、电流iac与直流电容器5的输出电流iout中所包含的各分量的波形图。直流电容器5的输出电流iout是将纹波电流irp重叠到直流电流分量idc而得的电流，重叠的纹波电流irp设为交流电源1的电压vac的2倍频率的正弦波电流。纹波电流irp中，设定初始相位，以使得在交流电源1的过零相位处为最小值、在峰值相位处为最大值。如果像上述式(3)那样定义图9所示的交流电源1的电压vac、像上述式(6)那样定义被控制为功率因数1的交流电流iac，则直流电容器5的纹波电流irp用以下的式(8)来表示，输出电流iout用以下的式(9)来表示。其中，将纹波电流irp的有效值设为irp。
[0025][0025][0026]
图10是示出本实施方式中的直流电容器5的输入输出电流的波形图。如图10所示，在交流电源1的过零相位处，与直流电容器5的输入电流iin几乎变为零的情况相匹配,输出电流iout成为最小值。此外，在峰值相位处，与输入电流iin变为最大值的情况相匹配,输出电流iout成为最大值。由此，能抑制直流电容器5补偿的纹波电流即充放电电流(iin-iout)，并能抑制直流电容器5的纹波电压vc2和纹波电流有效值。
[0027]
直流电容器5输出上述式(9)所示的输出电流iout，因此，直流电容器5的电压关系式能用以下式(10)来表示。若对直流电容器5的纹波电压vc2求解式(10)，则式(11)被导出。
[0028][0028][0029]
如上述式(11)所示，若重叠到直流电容器5的输出电流iout的纹波电流irp的峰值增大，则直流电容器5中产生的纹波电压vc2减少。基于上述式(11)，用以下式(12)来定义直流电容器5的交流电压分量即纹波电压vc2的振幅δvdc。
[0030][0031]
此外，流入直流电容器5的输入电流iin能用以下式(13)来表示。从直流电容器5流出的输出电流iout成为上述式(9)，因此，直流电容器5的充放电电流(iin-iout)用以下式(14)来示出。此外，式(13)、式(14)能使用负载电压vl、负载电流il并通过式(13a)、式(14a)来表示。其中，将负载电流il的指令值设为il＊，将负载电流il中产生的纹波电流的有效值设为ilrp。
[0032]
iin＝(vac
·
iac/vdc)
·
(1+cos(2ωt-π))
…
(13)＝(vl
·
il/vdc)
·
(1+cos(2ωt-π))
…
(13a)(13a)
[0033]
如上述式(14a)所示，可知直流电容器5的充放电电流(iin-iout)成为交流电源1的电压vac的2倍的频率分量。此外，若重叠到输出电流iout的纹波电流irp的峰值或负载电流il中产生的纹波电流峰值或负载电流il中产生的纹波电流峰值增大，则充放电电流(iin-iout)减少。基于上述式(14a)，用以下式(15)来定义直流电容器5的充放电电流(iin-iout)的振幅δirp。
[0034][0035]
此外，ac/dc转换器101和dc/dc转换器102的载波频率的电流分量流入、流出直流电容器5。直流电容器5的充放电电流不仅用上述式(14a)来表示，实际上也通过与载波频率分量等其它频率分量的总计合来定义。特别地，载波频率占主导地位，远远大于交流电源1的电源频率，流入、流出直流电容器5的载波频率的电流分量不依赖于交流电源1的2倍的频率分量而为恒定。即，在直流电容器5的充放电电流中，式(14a)所示的电流分量发生变动，但载波频率的电流分量为恒定。因此，本实施方式中，抑制式(14a)所示的电流分量，纹波电流收敛到载波频率的电流分量。
[0036]
如上述那样，直流电容器5输出上述式(8)所示的纹波电流irp，从而能基于上述式(11)来抑制直流电容器5中产生的纹波电压vc2，并且能基于上述式(14a)来抑制直流电容器5补偿的充放电电流(iin-iout)。直流电容器5输出的纹波电流irp为交流电源1的电压vac的2倍频率的正弦波状，是设定初始相位以使得在过零相位处成为最小值、在峰值相位
处成为最大值的电流，并从直流电容器5输出到dc/dc转换器102。
[0037]
接着，对控制电路30所进行的ac/dc转换器101和dc/dc转换器102的控制进行说明。图11是示出控制电路30中的ac/dc转换器101的栅极信号的生成的控制框图。在ac/dc转换器101的控制中，控制电路30相对于交流电源1的电压vac将从交流电源1输入的电流iac控制为功率因数1。此外，选择性地进行直流电容器5的电压控制。在控制电路30实施将直流电容器5的电压vc1控制为恒定的恒定电压控制的情况下，对于直流电压指令值vdc＊与所检测出的电压vc1，由pi控制部37对通过加减法部35而得到的两者的偏差36进行pi控制来运算电流指令振幅38。然后，由乘法部39对电流指令振幅38乘以与交流电源1的电压vac同相位的正弦波信号sinωt来运算电流指令40。
[0038]
另一方面，在ac/dc转换器101的控制中，在控制电路30不进行直流电容器5的电压vc1的恒定电压控制，而仅实施电流iac的高功率因数控制的情况下，准备电流指令iac＊。切换器41中，根据是否实施直流电容器5的恒定电压控制，选择电流指令40和电流指令iac＊中的任一方的电流指令42。接着，对于电流指令42与所检测出的电流iac，由pi控制部45对通过加减法部43得到的两者的偏差44进行pi控制来运算电压指令值46，并通过除法部47除以直流电容器5的直流电压分量vdc来运算占空比48。pwm电路49中，基于占空比48，生成用于ac/dc转换器101的pwm控制的栅极信号50。pwm电路49中，载波频率可以任意调整，此外，载波使用三角波或锯齿波等。
[0039]
图12是示出针对控制电路30中的ac/dc转换器101内的各半导体开关元件3a、3b的栅极信号的生成的控制框图。栅极信号50分别输入到半导体开关元件3b用的选择器53和半导体开关元件3a用的选择器60。极性判定器54判定交流电源1的电压vac的极性，输出在电压vac为正的情况下为1、在负的情况下为0的信号55。选择器53中，基于来自极性判定器54的信号55，在电压vac为正的情况下选择栅极信号50，在电压vac为负的情况下选择由极性反转器51将栅极信号50极性反转后而得的信号50，以作为半导体开关元件3b的栅极信号。此外，选择器60中，基于用反转器56将信号55反转后而得的信号57，选择栅极信号50、或由极性反转器58将栅极信号50极性反转后而得的信号59。即，在电压vac为负的情况下选择栅极信号50，在电压vac为正的情况下选择由极性反转器58将栅极信号50极性反转后而得的信号59，以作为半导体开关元件3a的栅极信号。另外，可以对半导体开关元件3a、3b的栅极信号设置死区时间期间，该期间中，半导体开关元件3a、3b双方均为截止以使得不发生臂短路。此外，在电压vac为正的情况下可以将半导体开关元件3a固定为截止，在电压vac为负的情况下可以将半导体开关元件3b固定为截止。
[0040]
由此，控制电路30按照图11所示的控制进行电流iac的高功率因数控制，并根据需要生成进行直流电容器5的恒定电压控制的占空比48，以生成针对ac/dc转换器101的栅极信号50。然后，控制电路30按照图12所示的控制，根据交流电源1的电压vac的极性来控制半导体开关元件3a、3b的栅极信号。
[0041]
图13是示出控制电路30中的dc/dc转换器102的栅极信号的生成的控制框图。向负载11输出的负载电流il的指令值il＊是仅直流分量的直流电流指令，在图13中表示向负载11提供恒定的直流电流il的恒定电流控制。如图13所示，振幅运算器61基于指令值il＊与直流电容器5的周围温度tcon来运算纹波电流峰值61a。上述式(11)是直流电容器5的纹波电压vc2的减小理论式，纹波电流峰值61a例如使用式(11)来运算。若对从式(11)得到的上
述式(12)进行变形，则纹波电流峰值能基于直流电容器5的纹波电压vc2的振幅
△
vdc来运算。该的指令值的指令值能使用纹波电压vc2的振幅目标值
△
vdc＊，根据以下的式(16)来运算，并将设为纹波电流峰值61a。该情况下，纹波电流峰值61a理论上是重叠于直流电容器5的输出电流iout的纹波电流irp的目标峰值。
[0042][0043]
对纹波电流峰值61a设置限制值62a。比较器61将负载电流il的指令值il＊与预先设定于负载11的限制值lim进行比较，并将较低的值作为限制值62a来输出。用指令值il＊来限制是为了防止提供给负载11的电流瞬时值低于0a而成为不连续模式。例如，在假设电池为负载11的情况下，设定于负载11的限制值lim是根据因交流分量的增加所引起的电池的发热而导致的寿命劣化来规定的值。
[0044]
用比较器63比较纹波电流峰值61a与限制值62a，比较器63将较低的值作为交流电流指令的振幅64来输出。控制电路30利用乘法部65将以上述式(3)所示的交流电压vac的角频率为ω并用以下的式(17)来表示的函数p与振幅64相乘，来运算成为交流电流指令的纹波电流指令66。控制电路30例如在直流电容器5的温度特性中，以在直流电容器5的周围温度tcon所能取的范围内电容最大程度减小、且在直流电容器5的纹波电压增加的量以上来设为交流电流指令的振幅。
[0045]
p＝cos(2ωt-π)
…
(17)
[0046]
控制电路30用加法部67将运算出的纹波电流指令66与负载电流il的指令值il＊相加，来生成包含纹波电流的电流指令值68，以作为dc/dc转换器102的输出电流指令。接着，将电流指令值68与检测出的负载电流il进行比较，由pi控制部71对通过加减法部69得到的两者的偏差70进行pi控制来运算电压指令值72，并通过除法部73除以负载11的直流电压vl来运算占空比74。pwm电路75中，基于占空比74，使用载波信号来生成用于dc/dc转换器102的pwm控制的栅极信号76。此外，在与图12所示的控制块相同的处理中，生成针对dc/dc转换器102内的各半导体开关元件6a～6d的栅极信号。
[0047]
接着，对振幅运算器61所进行的基于直流电容器5的周围温度tcon的纹波电流峰值61a的运算方法及其效果进行说明。图14、图15分别示出进行不对向负载11的输出电流il加上纹波电流指令的控制的情况下、以及进行加上的控制的情况下的构成dc/dc转换器102的半导体开关元件6a～6d、变压器7、电抗器9中流过的电流。图14中，半导体开关元件6a～6d、变压器7、电抗器9中流过的电流的包络线是恒定的，与此相对，在进行对向负载11的输出电流il加上纹波电流指令的控制的图15中，在半导体开关元件6a～6d、变压器7、电抗器9中流过的电流的包络线中，出现重叠在向负载11的输出电流il上的纹波分量。
[0048]
由于该纹波分量，半导体开关元件6a～6d、变压器7、电抗器9中流过的电流有效值irms增加，若将电阻值设为r，则通过r
·
irms2来计算的导通损耗增加。将因重叠在该输出
电流il上的纹波分量而引起的半导体开关元件6a～6d、变压器7、电抗器9的温度增加分别设为
△
tsw、
△
ttr、
△
tre。此外，图16中，示出例如使用铁氧体芯体来作为电抗器9的芯体的情况下的直流重叠特性。铁氧体芯体因磁通的变化而急剧饱和，因此，使用了铁氧体芯体的电抗器相对于直流，其电感急剧下降。将该电感降低的电流设为i1。一般，越是高温则铁氧体芯体的饱和磁通密度越小，因此，越是高温则电感开始降低的电流值i1则变得越小。例如，若将电抗器9的设计最大温度tmax下的电感下降的电流设为i1h、将加上纹波重叠量的最大值最大温度tmax下的电感下降的电流设为i1h、将加上纹波重叠量的最大值后的负载电流值设为i1r，则将能确保负载电流值i1r的电抗器9的温度设为t1，并将与设计最大温度tmax的差设为电抗器直流重叠确保温度δtre
′
(＝tmax-t1)。
[0049]
另一方面，例如当使用铝电解电容器来作为直流电容器5时，一般，如图17所示的温度特性那样，具有电容器周围温度越小则电容越减小的倾向。此外，代表的电容值ctyp由代表周围温度tcon1(例如常温)来规定的情况较多，在代表周围温度tcon1以下时电容降低。图18中示出基于直流电容器5的周围温度tcon的纹波电流峰值61a的运算方法的一个示例。在直流电容器5的周围温度tcon小于阈值tth的情况下，将式(16)所示的值设为纹波电流峰值。此外，在直流电容器5的周围温度tcon在阈值tth以上时，将纹波电流峰值61a设为零。
[0050]
这里，阈值tth设为规定直流电容器5的代表电容值ctyp的代表周围温度tcon1以上。此外，阈值tth设为从直流电容器5的周围温度最大值tcon_max中减去
△
tmax而得的t1(＝tcon_max
‑△
tmax)以下，其中，将重叠在负载电流il上的纹波分量所引起的半导体开关元件6a～6d、变压器7、电抗器9的温度增加
△
tsw、
△
ttr、
△
tre、电抗器直流重叠确保温度
△
tre’中的任一个或其中的最大值设为
△
tmax。通过这样设定阈值tth，并在规定直流电容器5的代表电容值ctyp的代表周围温度tcon1以下将纹波分量irp(纹波量)重叠于负载电流il，从而能使直流电容器5小型化、低成本化，而无需考虑直流电容器5的代表周围温度tcon1以下的电容下降量而使直流电容器5的电容增加。
[0051]
此外，阈值tth设为t1以下，在从直流电容器5的周围温度最大值中减去对负载电流il进行纹波重叠而产生的半导体开关元件6a～6d、变压器7、电抗器9的温度增加
△
tsw、
△
ttr、
△
tre、电抗器直流重叠确保温度
△
tre’的量而得的t1以上时，将重叠到负载电流il的纹波分量irp设为零，由此，高温时的半导体开关元件6a～6d、变压器7、电抗器9的温度上升以及电抗器9的直流重叠电感不足消失，因此，无需使半导体开关元件6a～6d、变压器7、电抗器9大型化或使冷却能力强化，能使半导体开关元件6a～6d、变压器7、电抗器9小型化、低成本化。
[0052]
如上所述，本实施方式中，控制电路30在使用将以交流电源1的2倍频率在过零相位处为最小值、在峰值相位处为最大值的纹波电流指令66重叠于提供给负载11的直流电流指令(指令值il＊)而得的电流指令值68时，如果直流电容器5的周围温度tcon小于阈值tth，则纹波电流指令66的振幅64使用由式(16)所计算的振幅，如果直流电容器5的周围温度tcon在阈值tth以上，则将振幅64设为零，由此来对dc/dc转换器102进行电流控制。由此，能抑制将纹波电流重叠于提供给负载11的直流电流而产生的构成dc/dc转换器102的半导体开关元件6a～6d、变压器7、电抗器9的高温时的损耗增加，通过抑制电抗器9所需的高温
时的直流重叠电感增加，从而能降低低温时电容降低的直流电容器的所需电容，而不使半导体开关元件6a～6d、变压器7、电抗器9大型化。因此，可实现功率转换装置的小型化、低成本化。
[0053]
本实施方式中示出如下示例：作为纹波电流指令66的振幅64，如果直流电容器5的周围温度tcon小于阈值tth则使用由式(16)所计算的振幅，如果直流电容器5的周围温度tcon在阈值tth以上则将振幅64设为零，以对dc/dc转换器102进行电流控制，但也可以设为与小于阈值tth的电容器电容下降量成比例的振幅64。如式(16)所示，对于所要求的
△
vdc，所需的纹波量irp与电容器容量cdc具有比例的关系。通过这样进行控制，重叠在提供给负载11的直流电流上的纹波电流为所需最低限度即可，因此，能抑制半导体开关元件6a～6d、变压器7、电抗器9的损耗增加所导致的效率恶化。
[0054]
本实施方式中，当决定直流电容器5的周围温度tcon的阈值tth的上限t1时，设为从直流电容器5的周围温度最大值tcon_max中减去
△
tmax而得的值，其中，将重叠在负载电流il上的纹波分量所引起的半导体开关元件6a～6d、变压器7、电抗器9的温度增加
△
tsw、
△
ttr、
△
tre、电抗器直流重叠确保温度
△
tre’中的任一个或其中的最大值设为
△
tmax，但在功率转换装置通过冷却水来冷却的情况下，也可以设为从冷却水温度最大值twater_max中减去
△
tmax而得的值。在用于高功率密度应用的通过冷却水来进行冷却的功率转换装置中，由于半导体开关元件6a～6d、变压器7、电抗器9等的发热元器件的影响，功率转换装置内温度(＝直流电容器5的周围温度)成为比冷却水温度要高的温度。此外，半导体开关元件6a～6d、变压器7、电抗器9等发热元器件的温度被冷却水所冷却，因此，与冷却水的温度相关性较高。因此，通过将直流电容器5的周围温度tcon的阈值tth的上限t1设为从冷却水温度最大值twater_max中减去
△
tmax而得的值，从而能更可靠地抑制半导体开关元件6a～6d、变压器7、电抗器9的高温时的损耗增加，能抑制电抗器9所需的高温时的直流重叠电感增加。
[0055]
本实施方式中示出如下示例：作为测定直流电容器5的周围温度tcon的直流电容器温度获取单元20，在直流电容器5的周围设置热敏电阻，但也可以沿用与直流电容器5的周围温度tcon相关的例如基板温度测定用的温度传感器、功率转换装置的库内温度测定用的温度传感器或冷却水的温度测定用的温度传感器的值。无需为了测定直流电容器5的周围温度tcon而另外设置温度传感器，能使功率转换器小型化、低成本化。
[0056]
本实施方式中，示出使用mosfet来作为半导体开关元件6a～6d的示例，然而，例如在利用使用了gan(gallium nitride：氮化镓)的宽带隙半导体的功率转换装置的情况下，由于高频开关而小型化，因此功率密度较大。因此，重叠于负载电流il的纹波分量而引起的半导体开关元件6a～6d、变压器7、电抗器9的温度增加
△
tsw、
△
ttr、
△
tre较大，因此，如本实施方式所示那样，对于纹波电流指令66的振幅64，如果直流电容器5的周围温度tcon在阈值tth以上则将振幅64设为零，并对dc/dc转换器102进行电流控制，从而抑制将纹波电流重叠到提供给负载11的直流电流而产生的构成dc/dc转换器102的半导体开关元件6a～6d、变压器7、电抗器9的高温时的损耗增加，由此带来的功率转换装置的小型和低成本化效果较大。
[0057]
本实施方式中，作为ac/dc转换器101，示出了图腾柱电路方式的示例，但并不限于此，也可以是单石型、交错型或半无桥式等电路方式。此外，作为dc/dc转换器102，示出了绝
缘型全桥转换器的示例，但并不限于此，也可以是半桥型或非绝缘型的dc/dc转换器。
[0058]
本技术记载了例示性的实施方式，但实施方式所记载的各种特征、方式及功能并不限于特定的实施方式的适用，能单独或以各种组合适用于实施方式。因此，可以认为未例示的无数变形例也包含在本技术说明书所公开的技术范围内。例如，设为包含有对至少一个结构要素进行变形的情况、追加的情况或省略的情况。标号说明
[0059]
1 交流电源3a、3b、6a～6d 半导体开关元件5 直流电容器20 直流电容器温度获取单元101 ac/dc转换器102 dc/dc转换器30 控制电路31、32、50、76 栅极信号。