用于控制车辆电池的充电器的功率因数校正电路的装置的制作方法

1.本发明涉及一种用于控制对车辆电池进行充电的充电器的功率因数校正电路的装置，更具体地，涉及这样一种用于控制功率因数校正电路的装置：其中功率因数校正电路内的开关元件的开关频率在预定范围内周期性变化，并且变化的开关频率的周期与输入交流电压的频率同步，从而防止输入交流电流脉动。


背景技术：

2.通常，用于对车辆电池进行充电的充电器设置有功率因数校正电路以提高功率因数。功率因数校正电路通常具有包括电感器、二极管和开关元件的升压转换器的拓扑结构。
3.在传统的功率因数校正电路中，存在以下问题：如果功率因数校正电路内的开关元件的开关频率固定，则可能由于窄带峰值分量而产生大量的电磁噪声。已经进行了在预定范围内以预定周期改变开关元件的开关频率，使得峰值分量的噪声分布在预定频带上，从而改善电磁性能的研究。
4.然而，该方法存在的问题在于：如果开关频率的变化是恒定地确定的，则会干扰输入交流电压频率，那么输入交流电流不可避免地发生脉动。
5.以上关于背景技术的描述仅用于帮助理解本发明的背景，本领域技术人员不应将其视为对应于已知现有技术。


技术实现要素：

6.因此，本发明的一方面旨在提供一种功率因数校正电路的控制装置，其中，当功率因数校正电路内部的开关元件的开关频率在预定范围内以预定周期变化时，适当地确定开关频率的变化周期和输入交流电压的周期，从而防止输入交流电流脉动。
7.根据本发明的一方面，提供了一种功率因数校正电路的控制装置，所述装置配置为通过开关元件的开关来校正输入交流电压的功率因数，所述装置包括：相位角检测单元和频率确定单元，所述相位角检测单元配置为检测输入交流电压的相位角信息；所述频率确定单元配置为通过将相位角信息应用于预设的频率变化值而使预设的频率变化值变化的周期与输入交流电压的周期同步，并且将通过使已同步的频率变化值应用于预设的基频值而获得的值确定为开关元件的开关频率。
8.在本发明的实施方案中，相位角检测单元可以通过利用dq锁相环结构检测输入交流电压的相位角信息。
9.在本发明的实施方案中，相位角检测单元可以包括：dq转换器、比例积分控制器和积分器，所述dq转换器配置为将输入交流电压转换为dq电压；所述比例积分控制器配置为输出使通过dq转换器转换获得的dq电压的q轴电压收敛为零的角速度值；所述积分器配置为对比例积分控制器的输出进行积分，以推导出相位角信息。
10.在本发明的实施方案中，dq转换器可以将输入交流电压以及与输入交流电压具有90度的相位差的正交分量电压转换为dq电压。
11.在本发明的实施方案中，q轴电压可以表示输入交流电压的相位角与由相位角检测单元检测到的相位角信息之间的误差。
12.在本发明的实施方案中，频率确定单元可以包括：余弦计算单元、乘法器和加法器，所述余弦计算单元配置为计算相位角信息的余弦值；所述乘法器配置为将通过余弦计算单元的计算获得的余弦值乘以预设的频率变化值；所述加法器配置为将乘法器的相乘结果与基频值相加，以推导出开关元件的开关频率。
13.在本发明的实施方案中，频率确定单元可以进一步包括多路复用器，所述多路复用器配置为基于外部控制信号选择基频值和从加法器推导出的开关频率的其中一个。
14.该功率因数校正电路的控制装置的优点在于：功率因数校正电路内部的开关元件的变化频率确定为始终跟随输入交流电压的周期，使得不管输入交流电压的周期变化如何，都能够防止输入电流的脉动，从而提高功率因数校正电路的效率或改善功率因数校正性能。
15.从本发明获得的有益效果不限于上述有益效果，本发明所属领域的技术人员可以清楚地理解本文未提及的其他有益效果。
附图说明
16.通过以下结合所附附图的详细描述，本发明的上述及其他方面的特征和优点将更加明显，其中：
17.图1和图2是示出应用了根据本发明的实施方案的功率因数校正电路控制装置的功率因数校正电路的示例的电路图；
18.图3是根据本发明的实施方案的功率因数校正电路控制装置的配置框图；
19.图4是更详细地示出根据本发明的实施方案的功率因数校正电路控制装置的相位角检测单元的配置框图；
20.图5是示出根据本发明的实施方案的功率因数校正电路控制装置的相位角检测单元的相位角检测的结果的曲线图；
21.图6是更详细地示出根据本发明的实施方案的功率因数校正电路控制装置的频率确定单元的配置框图；
22.图7和图8是分别示出作为根据本发明的实施方案的功率因数校正电路控制装置不执行频率变化控制时和执行频率变化控制时之间的比较的输入电压的周期和开关频率变化的周期的曲线图；以及
23.图9和图10分别示出了作为根据本发明的实施方案的功率因数校正电路控制装置不执行频率变化控制时和执行频率变化控制时之间的比较的输入电流质量的差异。
具体实施方式
24.应当理解，本文所使用的术语“车辆”或“车辆的”或其它类似术语一般包括机动车辆，例如包括运动型多用途车辆(suv)、大客车、大货车、各种商用车辆的乘用车辆，包括各种舟艇、船舶的船只，航空器等，并且包括混合动力车辆、电动车辆、混合动力电动车辆、氢动力车辆以及其它替代性燃料车辆(例如，源于非化石能源的燃料)。正如本文所提到的，混合动力车辆是具有两种或更多动力源的车辆，例如汽油动力和电力动力两者的车辆。
25.本文所使用的术语仅用于描述具体的实施方案的目的，并不旨在限制本发明。除非上下文另有明确说明，否则本文所使用的单数形式“一”、“一个”和“该”也旨在包括复数形式。还将进一步理解，当在本说明书中使用术语“包括”和/或“包含”时，说明存在所述的特征、数值、步骤、操作、元件和/或组件，但是不排除存在或添加一种或多种其它的特征、数值、步骤、操作、元件、组件和/或其组合。正如本文所使用的，术语“和/或”包括一种或多种相关列举项目的任何和所有组合。在整个说明书中，除非做出明确的相反描述，否则词语“包括”和诸如“包括了”或“包含”的变体，将被理解为暗示包括所述元件，但不排除任何其它元件。此外，在说明书中描述的术语“单元”、“器”、“部”和“模块”表示用于处理至少一个功能和操作的单元，并且可以由硬件组件或者软件组件以及其组合来实现。
26.此外，本发明的控制逻辑可以实施为计算机可读介质上的非易失性计算机可读介质，其包含由处理器、控制器等执行的可执行程序指令。计算机可读介质的示例包括但不限于rom、ram、光碟(cd)-rom、磁带、软盘、闪盘驱动器、智能卡和光学数据存储设备。计算机可读介质还可以分布在网络连接的计算机系统上，使得计算机可读介质例如通过远程信息处理服务器或控制器局域网(controller area network，can)以分布方式存储和执行。
27.在下文中，将参照所附附图详细描述根据本发明的各种实施方案的功率因数校正电路控制装置。
28.首先，将描述应用了根据本发明的各种实施方案的功率因数校正电路控制装置的功率因数校正电路的示例。
29.图1和图2是示出应用了根据本发明的实施方案的功率因数校正电路控制装置的功率因数校正电路的示例的电路图。具体地，图1所示的实施方案是输入三相交流电的功率因数校正电路的示例，图2所示的实施方案是输入单相交流电的功率因数校正电路的示例。图1和图2所示的功率因数校正电路仅为帮助理解本发明的示例，本发明不受图1和图2所示的功率因数校正电路的电路结构的限制。
30.参考图1，根据本发明的实施方案的功率因数校正电路控制装置能够应用的功率因数校正电路包括多个支路a1、a2和a3以及多个电感器l1、l2、和l3。此外，多个支路a1、a2和a3各自包括彼此串联连接的两个开关元件(s1-s2串联连接，s3-s4串联连接，s5-s6串联连接)，并且多个支路a1、a2和a3彼此并联连接。多个电感器l1、l2和l3中的每个电感器的一端连接至多个支路a1、a2和a3的每个支路中包括的两个开关元件相互连接的各个节点。根据本发明的实施方案的控制器100可以控制开关元件的导通/关断状态。
31.多个电感器l1、l2和l3中的每个电感器的另一端可以是功率因数校正电路的输入端10a、10b和10c，而使多个支路a1、a2和a3彼此并联连接的节点可以是功率因数校正电路的输出端11a和11b。
32.在图1所示的实施方案中，可以将与三相交流电压的一相对应的交流电压v
ac1
、v
ac2
和v
ac3
分别施加于输入端10a、10b和10c，并且可以在输出端11a和11b之间输出直流电压v
dc
。
33.尽管未示出，可以在输出端11a和11b之间连接用于形成直流电压v
dc
的电容器，并且可以在输出端11a和11b的后端设置有配置为将输出端11a和11b的直流电压(v
dc
)转换为具有期望的大小的电压的dc/dc转换器。在设置在车辆中的充电器的情况下，dc/dc转换器连接至电池，并且可以将直流电压v
dc
的大小转换为电池充电电压的大小。
34.参考图2，根据本发明的实施方案的功率因数校正电路控制装置能够应用的功率
因数校正电路可以包括多个支路a1和a2和多个电感器l1和l2，所述多个支路a1和a2的每个支路包括彼此串联连接的两个开关元件(s1-s2串联连接，s3-s4串联连接)，多个支路a1和a2彼此并联连接，所述多个电感器l1和l2的每个电感器的一端连接至多个支路a1和a2的每个支路中包括的两个开关元件相互连接的各个节点。根据本发明的实施方案的控制器100可以控制开关元件的导通/关断状态。
35.多个电感器l1和l2的每个电感器的另一端可以是功率因数校正电路的输入端10a和10b，而使多个支路a1和a2彼此并联连接的节点可以是功率因数校正电路的输出端11a和11b。
36.在图2所示的实施方案中，可以在交流电输入端10a和10b之间施加单相交流电压v
ac
。可以在输出端11a和11b之间输出直流电压v
dc
。
37.如图1所示的示例，尽管未示出，可以在输出端11a和11b之间连接用于形成直流电压v
dc
的电容器，并且可以在输出端11a和11b的后端设置有配置为将输出端11a和11b的直流电压v
dc
转换为具有期望的大小的电压的dc/dc转换器。在设置在车辆中的充电器的情况下，dc/dc转换器连接至电池，并且可以将直流电压v
dc
的大小转换为电池充电电压的大小。
38.图3是根据本发明的实施方案的功率因数校正电路控制装置的配置框图。
39.参考图3，根据本发明的实施方案的功率因数校正电路控制装置可以包括：相位角检测单元110、频率确定单元120和开关驱动单元130，所述相位角检测单元110配置为检测输入交流电压v
ac1
、v
ac2
、v
ac3
或v
ac
的相位角信息；所述频率确定单元120配置为通过将检测到的相位角信息应用于预设的频率变化值而使频率变化值变化的周期与输入交流电压v
ac1
、v
ac2
、v
ac3
或v
ac
的周期同步，并且将通过使已同步的频率变化值应用于预设的基频值所获得的值确定为开关元件s1-s6或s1-s4的开关频率；所述开关驱动单元130配置为根据确定出的开关频率产生用于确定开关元件s1-s6或s1-s4的导通/关断的控制信号。相位角检测单元110、频率确定单元120和开关驱动单元130可以通过一个或多个控制器实现。
40.图4是更详细地示出根据本发明的实施方案的功率因数校正电路控制装置的相位角检测单元的配置框图。
41.相位角检测单元110是主要检测输入交流电压v
ac1
、v
ac2
、v
ac3
或v
ac
的相位角θ的电路。用于检测交流信号的相位角的方法可以采用相关技术领域中已知的几种技术，例如，检测电压波形并将电压波形除以交流信号的大小的方法，或者通过检测交流信号的零交叉点创建正弦函数的方法。具体地，在本发明的实施方案中，相位角检测单元110可以采用如图4所示的dq锁相环(pll)结构。
42.参考图4，采用了dq pll结构的相位角检测单元110可以包括dq转换器111、比例积分(pi)控制器112和积分器113，所述dq转换器111配置为将单相或多相的输入交流电压转换为dq电压；所述比例积分(pi)控制器112用于输出使通过dq转换器111的转换获得的dq电压的q轴电压收敛为零的角速度值；所述积分器113用于对比例积分控制器112的输出进行积分以推导出相位角。
43.具体地，dq转换器111可以将对应于电网电压的输入交流电压转换为dq电压。当输入交流电压为单相电压时，dq转换器111可以通过利用延迟等产生与输入交流电压具有90度的相位差的正交分量，然后对该正交分量进行dq转换。当输入交流电压为三相电压时，dq转换器可以通过利用三相的相电压之间的差值产生三相之中的一相的交流电压以及与其
具有90度的相位差的正交分量，然后对该正交分量进行dq转换。
44.dq转换器111可以将单相交流电压或一相的电压以及与其具有90度的相位差的正交分量的电压分别设置为α值和β值的电压v
α
和v
β
，并且可以利用以下相关技术领域已知的αβ-dq转换公式对其进行dq转换。
45.[等式1]
[0046][0047]
在等式1中，θ可以是通过对相位角检测单元110检测到的相位角进行反馈而获得的值。当假设单相交流电压或一相的电压所对应的α值电压v
α
为并且假设与其具有90度的相位差的正交分量所对应的β值电压v
β
为时，q轴电压vq可以通过以下等式2获得。
[0048]
[等式2]
[0049][0050]
这里，根据正弦余弦公式，等式2的右边可以概括为下面的等式3。
[0051]
[等式3]
[0052][0053]
如等式3所示，通过dq转换推导出的q轴电压对应于输入交流电压的相位角与由相位角检测单元110检测到的相位角θ之间的误差。这意味着，如果检测到的相位角θ使上述值为零，则检测到准确的输入交流电压的相位角。
[0054]
因此，比例积分控制器112可以执行比例积分控制，以使通过dq转换器111的转换获得并输出的q轴电压收敛为零，并且可以输出与比例积分控制的结果相对应的角速度信息。
[0055]
积分器113可以对比例积分控制器112输出的角速度信息进行积分，以推导出q轴电压可以收敛为零的相位角。
[0056]
此外，相位角检测单元110可以另外包括执行抗饱和控制以限制从各个元件输出的值的范围的限制器或配置。这些附加配置与本发明的主要思想没有直接关系，并且这些附加配置能够由本领域技术人员在本发明所属的技术领域中已知的范围内容易地推断出来，因此将省略进一步的详细描述。
[0057]
图5是示出根据本发明的实施方案的功率因数校正电路控制装置的相位角检测单元的相位角检测的结果的曲线图。
[0058]
如图5所示，如上所述的dq pll结构的相位角检测单元110可以检测根据输入交流电压的相位变化的相位角。具体地，在上述示例中，由于作为参考的α值电压v
α
是以余弦函数的形式确定的，当输入交流电压具有如图5所示的峰值时，可以识别出相位角确定为0度(或360度)。
[0059]
图6是更详细地示出根据本发明的实施方案的功率因数校正电路控制装置的频率确定单元的配置框图。
[0060]
参考图6，频率确定单元120可以包括余弦计算单元121、乘法器122、加法器123和多路复用器124，所述余弦计算单元121配置为计算检测到的相位角的余弦值；所述乘法器
122配置为将通过余弦计算单元121的计算获得的余弦值乘以预设的频率变化值f
sw_pfc_onjamp
；所述加法器123配置为将乘法器122的相乘结果与预设的基频值f
sw_pfc_base
相加；所述多路复用器124配置为选择性地输出基频值f
sw_pfc_base
和加法器123的求和结果的其中一个。
[0061]
预设的基频值f
sw_pfc_base
是与功率因数校正电路中的开关元件的固定开关频率相对应的值，并且可以根据系统规范等适当地预先确定。当执行频率扩展(变化)控制时，基频值f
sw_pfc_base
可以是频率扩展的范围的中心频率。
[0062]
预设的频率变化值f
sw_pfc_onjamp
是用于扩展(变化)基频值f
sw_pfc_base
的宽度的预设值，并且开关元件的开关频率可以在基频值f
sw_pfc_base
加上频率变化值或者基频值f
sw_pfc_base
减去频率变化值的范围内变化。
[0063]
例如，如果基频值f
sw_pfc_base
为100khz，频率变化值f
sw_pfc_onjamp
为5khz，则控制功率因数校正电路中开关元件的频率扩展(变化)的开关元件的频率可以在95至105khz范围内以预定周期变化。
[0064]
根据本发明的各种实施方案，开关元件的频率变化的周期与电网交流电压(即，输入交流电压)同步。即，在上述示例中，根据本发明的各种实施方案，开关元件的开关频率从100khz降低至95khz、升高至105khz、然后再次返回至100khz的周期可以与输入交流电压同步。
[0065]
为此，根据本发明的实施方案的频率确定单元120获得相位角检测单元110检测到的输入交流电压的相位角的余弦值，并且将相位角的余弦值乘以频率变化值f
sw_pfc_onjamp
。即，乘法器122的输出可以是具有频率变化值的大小的余弦函数，并且余弦函数可以是具有与输入交流电压相同的相位的函数。即，乘法器122可以改变频率变化值f
sw_pfc_onjamp
，以与输入交流电压的周期同步。
[0066]
乘法器122的输出通过加法器123与预设的基频值f
sw_pfc_base
相加，从而开关元件的开关频率可以在由频率变化值f
sw_pfc_onjamp
确定的范围内、在与输入交流电压的周期同步的状态下变化。
[0067]
多路复用器124可以基于确定是否执行频率变化控制的外部控制信号ssfm_on来选择基频值f
sw_pfc_base
和频率与输入交流电压的周期同步变化的开关频率值的其中一个并输出。多路复用器124的输出可以确定为功率因数校正电路中的开关元件的开关频率f
sw_pfc
，并且可以输出至开关驱动单元130。
[0068]
开关驱动单元130是配置为根据由频率确定单元120确定的开关频率f
sw_pfc
产生用于控制功率因数校正电路中的开关元件s1-s6或s1-s4的导通/关断切换的控制信号的电路。例如，开关驱动单元130可以利用已知的栅极驱动电路实现，该栅极驱动电路产生与开关频率f
sw_pfc
相对应的锯齿载波信号，产生用于确定开关占空比的直流参考信号，然后通过比较载波信号和参考信号产生导通/关断控制信号。
[0069]
图7和图8是分别示出作为根据本发明的实施方案的功率因数校正电路控制装置不执行频率变化控制时和执行频率变化控制时之间的比较的输入电压的周期和开关频率变化的周期的曲线图。图9和图10分别示出了作为根据本发明的实施方案的功率因数校正电路控制装置不执行频率变化控制时和执行频率变化控制时之间的比较的输入电流质量的差异。
[0070]
如图7所示，当根据本发明的实施方案的功率因数校正电路控制装置不执行频率变化控制时，电压变化频率值的频率变化周期保持为预设值。当变化频率值的变化周期设置为不同于输入交流电压v
grid
的变化周期时，由于输入交流电压的周期与变化频率值的频率变化周期之间的干扰，如图9所示，功率因数校正电路的输入电流出现脉动。具体地，即使将变化频率值的变化周期设置为与输入交流电压的变化周期相同，当车辆充电期间输入交流电压的周期变化时，不可避免地会出现电流脉动。
[0071]
另一方面，当根据本发明的实施方案的功率因数校正电路控制装置执行频率变化控制时，如图8所示，电压变化频率值的频率变化周期确定为始终跟随输入交流电压的周期。因此，如图10所示，不管输入交流电压的周期变化如何，都能够一直抑制输入电流的脉动，从而提高功率因数校正电路的效率或功率因数校正性能。
[0072]
尽管在上面的详细描述中已经描述了本发明的具体实施方案，但是对于本领域技术人员来说显而易见的是，可以在权利要求的范围内对本发明进行各种改进和改变。