具有软开关的电流源型高频链矩阵逆变器拓扑结构

1.本发明涉及电力电子功率变换器拓扑及其调制领域，尤其是具有软开关的电流源型高频链矩阵逆变器拓扑结构及调制方法。


背景技术：

2.逆变器是一种应用功率半导体器件把直流电变换成交流电的变流装置。传统逆变器采用工频变压器实现电气隔离，而高频链逆变器采用高频变压器代替工频变压器，克服了传统变压器体积大、噪声大、成本高等缺点。为了提高在直流侧和交流侧之间的电压利用率，通常采用两级功率变换：一级为基于dab的dc/dc变换器，另一级为dc/ac逆变器。这种变换器的中间环节需要电解电容器为储能环节。矩阵式变换器与上述传统变换器相比，没有中间储能环节，采用双向开关，可以实现能量的双向流动，结构紧凑、体积小、效率高，且输出电压幅值和频率可以独立控制。
3.电流源型逆变器在直流侧串联大电感，由于其直流侧电流基本无脉动，可以将大电感近似等效为直流电流源。与电压型逆变器相比，电流型逆变器具有升压特性，而且电流型逆变器的储能元件为电感，系统寿命要比储能元件为电解电容的电压型逆变器长。为了减小交流滤波器和直流侧电感的尺寸，可以增加电流型变换器的开关频率。更高的开关频率也有助于提高线路电流的质量。然而，随着开关频率的提高，硬开关变换器的开关损耗和电磁干扰会增加。而软开关技术是解决上述问题的一种方法。
4.由于高频变压器漏感的存在，当变压器漏感电流与直流输入电流不匹配时，会在高频变压器原边产生较大的电压尖峰，文献“电流型三相三桥臂高频链矩阵逆变器拓扑、调制及其并联控制”中介绍了一种电流型高频链矩阵逆变器及基于解结耦思想的spwm调制，但是该文献没有考虑上述问题。同时高频链矩阵式逆变器换流时，在变压器副边矩阵变换器的功率管上产生较大的电压过冲，因此变压器副边矩阵变换器的安全换流一直是制约高频链逆变器实现大范围推广的技术难点。目前主要有以下几种安全换流策略：
①
通过加入有源箝位来抑制电压过冲，可以实现软开关，但引入的箝位电路增加了成本，增加的可控功率管也使控制更为复杂；
②
单极性和双极性移相控制策略借助矩阵变换器的换流重叠实现了电感电流的自然换流，并且实现了功率管的zvs，但存在换流重叠时间不易控制等问题；
③
在前级逆变器引入串联谐振电路来实现功率管的软换流，此时要求功率管切换发生在零电流时刻，且控制输出能量需要判断谐振电路谐振工作状态，使得控制方式复杂。


技术实现要素：

5.本发明需要解决的技术问题是提供具有软开关的电流源型高频链矩阵逆变器拓扑结构，实现逆变器的软开关和矩阵变换器的安全换流。
6.为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：具有软开关的电流源型高频链矩阵逆变器拓扑结构，包括依次连接的电源网络、电流型h桥、串联谐振槽、高频变压器、矩阵变换器、cl型滤波器以及负载；所述电源网络包括直流输入电压源ui和储能电感l
dc
；所
述串联谐振槽包括谐振电容c0和高频变压器漏感l
lk
；所述电流型h桥包括由可控开关管s1和二极管d1串联组成的第一逆变桥臂、可控开关管s2和二极管d2串联组成的第二逆变桥臂、可控开关管s3和二极管d3串联组成的第三逆变桥臂、可控开关管s4和二极管d4串联组成的第四逆变桥臂；所述矩阵变换器包括可控开关管s
1a
、可控开关管s
4b
、可控开关管s
4a
、可控开关管s
1b
、可控开关管s
3a
、可控开关管s
6b
、可控开关管s
6a
、可控开关管s
3b
、可控开关管s
5a
、可控开关管s
2b
、可控开关管s
2a
、可控开关管s
5b
，可控开关管s
1a
、可控开关管s
4b
、可控开关管s
4a
、可控开关管s
1b
组成a相桥臂，可控开关管s
3a
、可控开关管s
6b
、可控开关管s
6a
、可控开关管s
3b
、可控开关管s
5a
组成b相桥臂，可控开关管s
5a
、可控开关管s
2b
、可控开关管s
2a
、可控开关管s
5b
组成c相桥臂，将矩阵变换器分解为正负两组电流型变换器，可控开关管s
1a
～可控开关管s
6a
为正组开关管，可控开关管s
1b
～可控开关管s
6b
为负组开关管；所述cl型滤波器包括第一电容c1、第二电容c2、第三电容c3、第一电感l1、第二电感l2以及第三电感l3；所述负载包括第一负载r1、第二负载r2以及第三负载r3。
7.本发明技术方案的进一步改进在于：所述直流输入电压源ui的正极与储能电感l
dc
的一端相连；所述储能电感l
dc
的另一端分别与可控开关管s1的集电极、可控开关管s3的集电极相连；所述直流输入电压源ui的负极分别与二极管d2的负极、二极管d4的负极相连；所述谐振电容c0的一端与可控开关管s2的发射极、二极管d1的负极相连；所述谐振电容c0的另一端与高频变压器漏感l
lk
的一端相连；所述高频变压器原边的一端与高频变压器漏感l
lk
的另一端相连；所述高频变压器原边的另一端与可控开关管s4的发射极、二极管d3的负极相连；所述高频变压器副边的一端分别与可控开关管s
1a
的集电极、可控开关管s
3a
的集电极、可控开关管s
5a
的集电极相连；所述高频变压器副边的另一端分别与可控开关管s
1b
的集电极、可控开关管s
3b
的集电极、可控开关管s
5b
的集电极相连；可控开关管s
1a
的发射极与可控开关管s
4b
的发射极相连，可控开关管s
3a
的发射极与可控开关管s
6b
的发射极相连，可控开关管s
5a
的发射极与可控开关管s
2b
的发射极相连；可控开关管s
1b
的发射极与可控开关管s
4a
的发射极相连，可控开关管s
3b
的发射极与可控开关管s
6a
的发射极相连，可控开关管s
5b
的发射极与可控开关管s
2a
的发射极相连；可控开关管s
4a
的集电极与可控开关管s
4b
的集电极相连；可控开关管s
6a
的集电极与可控开关管s
6b
的集电极相连；可控开关管s
2a
的集电极与可控开关管s
2b
的集电极相连；可控开关管s
4a
的集电极与可控开关管s
4b
的集电极相连后分别与第一电容c1的一端、第一电感l1的一端相连；可控开关管s
6a
的集电极与可控开关管s
6b
的集电极相连后分别与第二电容c2的一端、第二电感l2的一端相连；可控开关管s
2a
的集电极与可控开关管s
2b
的集电极相连后分别与第三电容c3的一端、第三电感l3的一端相连；第一电容c1的另一端分别与第二电容c2的另一端、第三电容c3的另一端相连；第一电感l1的另一端与第一负载r1的一端相连；第二电感l2的另一端与第二负载r2的一端相连；第三电感l3的另一端与第三负载r3的一端相连；第一负载r1的另一端分别与第二负载r2的另一端、第三负载r3的另一端相连。
8.本发明技术方案的进一步改进在于：拓扑结构采用基于解结耦思想的电流型spwm调制方法，所述基于解结耦思想的电流型spwm调制方法中调制波为三相线电压正弦波，载波为高频锯齿波，三相调制波与载波进行比较生成高频信号，高频信号经过逻辑处理合成高频方波；高频变压器原边的电流型h桥在高频方波驱动下将直流电流变换为高频方波电流，其驱动信号为两个高频方波结耦信号vn和v
p
，vn和v
p
为一对具有重叠导通时间且占空比
大于50％的高频方波，vn和v
p
作为可控开关管s1～s4的驱动信号和矩阵变换器的结耦信号；将矩阵变换器分解为两组普通的三相电流型逆变器，分别为正组逆变器和负组逆变器，正组逆变器由可控开关管s
1a
～可控开关管s
6a
组成、负组逆变器由可控开关管s
1b
～可控开关管s
6b
组成，每组所述电流型三相逆变器的驱动信号由六路spwm与结耦信号分别进行逻辑组合得到。
9.本发明技术方案的进一步改进在于：拓扑结构采用基于解结耦思想的电流型svm调制方法，所述基于解结耦思想的电流型svm调制方法中调制波为三相相电压正弦波，基于解结耦思想的电流型svm调制方法包括扇区判断、矢量作用时间计算和开关信号生成，所述扇区判断具体为：在一个工频周期内，根据三相调制波瞬时值的大小将其划分为12个扇区；所述矢量作用时间的计算分为有效矢量和零矢量作用时间的计算；所述开关信号生成包括六路基本开关信号和一路零矢量信号，零矢量信号经过逻辑变换生成两路结耦信号，作为电流型h桥四个开关管的驱动信号；将后级矩阵变换器分解为两组普通的三相电流型变换器，分别为正组变换器和负组变换器，正组变换器由可控开关管s
1a
～可控开关管s
6a
组成、负组变换器由可控开关管s
1b
～可控开关管s
6b
组成，矩阵变换器所有开关管的驱动信号由结耦信号与六路基本开关信号分别进行结耦逻辑合成。
10.由于采用了上述技术方案，本发明取得的技术进步是：
11.1、本发明通过串联谐振使高频变压器漏感电流与直流侧输入电流相匹配，避免了高频变压器原边出现较大的电压尖峰，同时实现电流型h桥的零电流开关。本发明对漏感较大的高频变压器也能很好的适用；同时变压器的电流为连续的，避免了不连续工作模式；
12.2、本发明提出的适用于电流源型矩阵式逆变器的基于解结耦思想的spwm和svm调制方法，具有高低频混合调制的特点，能够实现其安全换流，有效减少矩阵变换器的开关次数，为矩阵变换器所有开关管提供软开关条件。
附图说明
13.图1为本发明提供的具有软开关的电流源型高频链矩阵式逆变器拓扑；
14.图2为本发明的电流源型高频链矩阵式逆变器拓扑解耦图；
15.图3为本发明提供的基于解结耦思想的spwm调制方法的前级h桥调制；
16.图4为本发明提供的基于解结耦思想的svm调制方法的原理图；
17.图5为本发明提供的一个高频开关周期内逆变器工作过程波形图；
18.图6(a)为本发明提供的一个高频开关周期内正组变换器工作时的模态1电路图；
19.图6(b)为本发明提供的一个高频开关周期内正组变换器工作时的模态2电路图；
20.图6(c)为本发明提供的一个高频开关周期内正组变换器工作时的模态3电路图；
21.图6(d)为本发明提供的一个高频开关周期内正组变换器工作时的模态4电路图；
22.图6(e)为本发明提供的一个高频开关周期内正组变换器工作时的模态5电路图；
具体实施方式
23.下面结合实施例对本发明做进一步详细说明：
24.如图1所示，具有软开关的电流源型高频链矩阵逆变器拓扑结构，包括依次连接的电源网络、电流型h桥、串联谐振槽、高频变压器、矩阵变换器、cl型滤波器以及负载；所述电
源网络包括直流输入电压源ui和储能电感l
dc
；所述串联谐振槽包括谐振电容c0和高频变压器漏感l
lk
；所述电流型h桥包括由可控开关管s1和二极管d1串联组成的第一逆变桥臂、可控开关管s2和二极管d2串联组成的第二逆变桥臂、可控开关管s3和二极管d3串联组成的第三逆变桥臂、可控开关管s4和二极管d4串联组成的第四逆变桥臂；所述矩阵变换器包括可控开关管s
1a
、可控开关管s
4b
、可控开关管s
4a
、可控开关管s
1b
、可控开关管s
3a
、可控开关管s
6b
、可控开关管s
6a
、可控开关管s
3b
、可控开关管s
5a
、可控开关管s
2b
、可控开关管s
2a
、可控开关管s
5b
，可控开关管s
1a
、可控开关管s
4b
、可控开关管s
4a
、可控开关管s
1b
组成a相桥臂，可控开关管s
3a
、可控开关管s
6b
、可控开关管s
6a
、可控开关管s
3b
、可控开关管s
5a
组成b相桥臂，可控开关管s
5a
、可控开关管s
2b
、可控开关管s
2a
、可控开关管s
5b
组成c相桥臂；所述cl型滤波器包括第一电容c1、第二电容c2、第三电容c3、第一电感l1、第二电感l2以及第三电感l3；所述负载包括第一负载r1、第二负载r2以及第三负载r3。
25.所述直流输入电压源ui的正极与储能电感l
dc
的一端相连；所述储能电感l
dc
的另一端分别与可控开关管s1的集电极、可控开关管s3的集电极相连；所述直流输入电压源ui的负极分别与二极管d2的负极、二极管d4的负极相连；所述谐振电容c0的一端与可控开关管s2的发射极、二极管d1的负极相连；所述谐振电容c0的另一端与高频变压器漏感l
lk
的一端相连；所述高频变压器原边的一端与高频变压器漏感l
lk
的另一端相连；所述高频变压器原边的另一端与可控开关管s4的发射极、二极管d3的负极相连；所述高频变压器副边的一端分别与可控开关管s
1a
的集电极、可控开关管s
3a
的集电极、可控开关管s
5a
的集电极相连；所述高频变压器副边的另一端分别与可控开关管s
1b
的集电极、可控开关管s
3b
的集电极、可控开关管s
5b
的集电极相连；可控开关管s
1a
的发射极与可控开关管s
4b
的发射极相连，可控开关管s
3a
的发射极与可控开关管s
6b
的发射极相连，可控开关管s
5a
的发射极与可控开关管s
2b
的发射极相连；可控开关管s
1b
的发射极与可控开关管s
4a
的发射极相连，可控开关管s
3b
的发射极与可控开关管s
6a
的发射极相连，可控开关管s
5b
的发射极与可控开关管s
2a
的发射极相连；可控开关管s
4a
的集电极与可控开关管s
4b
的集电极相连；可控开关管s
6a
的集电极与可控开关管s
6b
的集电极相连；可控开关管s
2a
的集电极与可控开关管s
2b
的集电极相连；可控开关管s
4a
的集电极与可控开关管s
4b
的集电极相连后分别与第一电容c1的一端、第一电感l1的一端相连；可控开关管s
6a
的集电极与可控开关管s
6b
的集电极相连后分别与第二电容c2的一端、第二电感l2的一端相连；可控开关管s
2a
的集电极与可控开关管s
2b
的集电极相连后分别与第三电容c3的一端、第三电感l3的一端相连；第一电容c1的另一端分别与第二电容c2的另一端、第三电容c3的另一端相连；第一电感l1的另一端与第一负载r1的一端相连；第二电感l2的另一端与第二负载r2的一端相连；第三电感l3的另一端与第三负载r3的一端相连；第一负载r1的另一端分别与第二负载r2的另一端、第三负载r3的另一端相连。
26.本发明对于上述拓扑结构采取以下两种调制方法：
27.一、采用基于解结耦思想的电流型spwm调制方法，所述基于解结耦思想的电流型spwm调制方法中调制波为三相线电压正弦波，载波为高频锯齿波，三相调制波与载波进行比较生成高频信号，高频信号经过逻辑处理合成高频方波；图3给出了基于解结耦思想的电流型spwm调制方法的前级电流型h桥调制原理，其给出了两路高频方波结耦信号vn和v
p
的合成，高频变压器原边的电流型h桥在高频方波驱动下将直流电流变换为高频方波电流，其驱动信号为两个高频方波结耦信号vn和v
p
，vn和v
p
为一对具有重叠导通时间且占空比大于
50％的高频方波，其中重叠时间是为了防止直流侧电感电流开路，同时维持直流侧输入电流连续，两个高频方波结耦信号vn和v
p
作为可控开关管s1～s4的驱动信号和矩阵变换器的结耦信号；如图2所示，将矩阵变换器分解为两组普通的三相电流型逆变器，分别为正组逆变器和负组逆变器，正组逆变器由可控开关管s
1a
～可控开关管s
6a
组成、负组逆变器由可控开关管s
1b
～可控开关管s
6b
组成，每组所述电流型三相逆变器的驱动信号由六路spwm与结耦信号分别进行逻辑组合得到。
28.二、采用基于解结耦思想的电流型svm调制方法，图4为svm调制方法的原理图，其给出了12扇区中有效矢量与矩阵变换器开关管的对应关系。其中12扇区的划分是在6扇区的基础上，根据调制波线电压大小关系进一步划分扇区。在这之后，还需要对矢量的作用时间进行计算，包括有效矢量和零矢量的作用时间。在不同的扇区，矢量的作用时间也不同。在确定矢量的作用时间后，每个扇区的矢量作用时间也需要确定，其基本原则是先零矢量再两个有效矢量最后零矢量。最后依据每个扇区中所对应的矢量作用时间，产生相应的驱动信号，即六路基本开关信号。在合成六路基本开关信号的同时，需要合成零矢量开关信号。零矢量信号由六路基本开关信号经过逻辑合成。然后零矢量开关信号经过逻辑处理得到两个结耦信号，两个结耦信号再与基本的六路开关信号分别进行与逻辑得到矩阵变换器双向开关管的驱动信号，同时考虑高频变压器输出电压极性和电流的方向取决于h桥的开关模式，因此两个结耦信号作为前级电流型h桥的驱动信号。
29.图5为本发明提供的基于解结耦思想的spwm调制的一个高频开关周期内逆变器工作状态原理波形图。s
pah
、s
pal
、s
nah
、s
nal
、s
pbh
、s
pbl
、s
nbh
、s
nbl
、s
pch
、s
pcl
、s
nch
、s
ncl
分别为矩阵变换器中可控开关管s
1a
、可控开关管s
4a
、可控开关管s
1b
、可控开关管s
4b
、可控开关管s
3a
、可控开关管s
6a
、可控开关管s
3b
、可控开关管s
6b
、可控开关管s
5a
、可控开关管s
2a
、可控开关管s
5b
和可控开关管s
2b
对应的驱动信号，q1～q4分别为电流型h桥中可控开关管s1、可控开关管s2、可控开关管s3、可控开关管s4对应的驱动信号，u
p
、us、i0分别为高频变压器原边电压、副边电压和原边电流，u
c0
为谐振电容c0端电压。；
30.图6(a)-图6(e)为对应图5的基于解结耦思想的spwm调制的一个高频周期内正组变换器工作时的模态电路图。假定拓扑中的所有元器件均为理想元器件，根据工作原理，在一个高频周期内存在5个正组工作状态，具体模态分析如下：
31.模态1[t0～t1]：
[0032]
如图6(a)所示，电流型h桥和矩阵变换器a相桥臂处于全通状态，高频变压器原副边电压为零，为下一个阶段提供了零电压开关条件。高频变压器原副边电流等于直流侧电感电流i
dc
，此时谐振电容c0恒流充电，u
c0
线性增加。高频变压器原边电流流过电流型h桥的可控开关管s1和s4，s2和s3无电流流过，为其提供了零电流关断条件。副边电流流过可控开关管s
1a
、s
4b
、s
4a
、s
1b
，输出滤波电容为输出滤波电感提供电流路径并给负载供电。此阶段没有功率传输。
[0033]
模态2[t1～t2]：
[0034]
如图6(b)所示，在t1时刻，电流型h桥的可控开关管s2和s4实现了零电流关断，可控开关管s
4b
、s
4a
、s
1b
实现了零电压关断，可控开关管s
6a
实现了零电压开通，这时高频变压器原副边的电压等于u
ab
。直流侧电感电流通过可控开关管s1和s4，谐振电容c0继续充电，电压进一步增大。此阶段直流电源通过高频变压器向负载传递功率。
[0035]
模态3[t2～t3]：
[0036]
如图6(c)所示，过程与模态2相似，直流侧电感电流通过可控开关管s1和s4，谐振电容c0继续充电，电压进一步增大。在t2时刻，由于可控开关管s
3b
中的体二极管的反向阻断作用，可控开关管s
6a
零电压关断，同时高频变压器漏感限制了副边电流的上升速率，使得可控开关管s
2a
能够零电流开通。此时高频变压器原副边的电压等于u
ac
，高频变压器副边电流流经可控开关管s
1a
、可控开关管s
4b
中的体二极管、可控开关管s
2a
和可控开关管s
5b
中的体二极管，直流功率传输给负载。
[0037]
模态4[t3～t4]：
[0038]
如图6(d)所示，在t3时刻，电流型h桥开关管都处于导通状态，由于直流侧电感限制了电流的上升速率，可控开关管s2和s3实现了零电流开通。同时矩阵变换器a相桥臂开关管也处于全导通状态，其中可控开关管s
4b
零电压开通，而高频变压器漏感限制了副边电流的上升速率，可控开关管s
1b
、s
4a
能够零电流开通，可控开关管s
5b
中的体二极管的反向阻断特性使得可控开关管s
2a
能够零电压关断。阶段起始时刻，谐振电容与高频变压器原边漏感进行谐振，流过开关管s1和s4的电流逐渐减小，直流侧电感电流逐渐从可控开关管s1和s4中换流到可控开关管s2和s3。至阶段末，流过可控开关管s1和s4的电流降为零，高频变压器漏感电流等于直流侧电感电流，谐振电容电压近似等于其在t3时刻的电压值。
[0039]
模态5[t4～t5]：
[0040]
如图6(e)所示，过程与模态1类似，在该阶段，流过可控开关管s2和s3的直流侧电感电流基本不变。相比于模态1，高频变压器漏感电流的方向发生改变，谐振电容开始恒流放电，电压逐渐减小，至t5时刻，谐振电容电压减小到接近零。
[0041]
基于解结耦思想的svm调制的工作原理在一个高频开关周期与基于解结耦思想的spwm调制基本一致。基于解结耦思想的svm调制的有效矢量对应图中的t1～t3工作阶段，零矢量对应图中的t0～t1和t3～t5工作阶段。不同之处在于svm的有效矢量能够更加灵活的调整矢量作用顺序，即改变可控开关管动作的顺序。
[0042]
与现有技术相比，本发明提供的电流源型高频链矩阵式逆变器拓扑及其脉宽调制方法具有如下优点：
[0043]
通过外加谐振电容与高频变压器固有的漏感进行谐振，能够避免高频变压器漏感电流与直流输入侧电流不匹配而产生电压尖峰问题，实现电流型h桥的零电流开关。该方法对漏感较大的高频变压器也能很好的适用；同时变压器的电流为连续的，避免了不连续工作模式。现有关于电流源型高频链矩阵式逆变器的调制多为svpwm，文献“current-fed isolated three-phase matrix-type grid inverter with soft-switching capability”中提及的svpwm方法在消除直流电感电流和变压器漏感电流不匹配的问题上，会增加输出电流的谐波含量，而且对变压器的漏感要求较高；本专利提出的适用于电流源型矩阵式逆变器的基于解结耦思想的spwm和svm调制方法，具有高低频混合调制的特点，能够有效减少矩阵变换器的开关次数。
[0044]
以上所述仅为本发明较佳的具体实施例，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明披露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应该涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应该以权利要求书的保护范围为准。