一种假负载切换电路的制作方法

1.本发明属于开关电源领域，具体涉及一种假负载切换电路。


背景技术：

2.开关电源在空载、轻载的状态下，控制环路的导通时间并不能无限地减少，当达到一定的限值，系统控制环路就会进入跳周期模式或间歇工作模式降低控制环路的增益，以维持输出电压恒定。在跳周期模式或间歇工作模式，变换器原副边的能量是以间歇的方式传递，为此输出电压精度与输出纹波电压、动态等技术指标都难以达到要求。
3.为克服上所述的问题点，现主要有以下两种技术方案：
4.(1)并联定值电阻
5.如图1所示，该方案最为简洁、通用，即在开关电源输出端并联一个定值电阻作为假负载rl，消耗定值的功耗，强制开关电源退出跳周期模式或间歇工作模式。该方案常用于小功率开关电源(75w以下)，所需要的假负载0.1～2w区间。
6.如果应用在中大功率场合(中功率150～1000w，大功率1000w以上)，为了强制关电源退出所跳周期模式或间歇工作模式所需假负载的功耗就有可能高达数十瓦，甚至更高的数值。该方案缺点为：并联在输出端的假负载的损耗是一直存在的，即是降低了开关电源的效率指标；假负载电阻的损耗转化为内部热量，需额外增加散热需求。
7.由此可见该方案在小功率的应用场合其损耗尚在一个可接受的范围，而在中大功率的应用场合，动辄高达数十瓦的假负载损显然并是一个可以接受的数值。
8.(2)能量回馈
9.如图2所示，cn 111342663 a专利提出另一种改进的技术方案。其使用正激或反激变换拓扑代替输出端电阻假负载，将输出端的能量重新回馈至输入端，在变换器内部形成环流，强制开关电源退出跳周期模式或间歇工作模式，原理图如2所示。相比方案(1)，大部分的能量能重新被回馈至输入端，而不是全给假负载电阻消耗，该方案能大幅度降低能量的损耗。该方案的缺点为：能量回馈电路并非所有能量都能回馈至输入端，其内部环流(没有对负载做功)同样存在一定的损耗；电路结构相对复杂，需要在原副边再加入一个正激或反激变换器并需要满足原副边的安规绝缘要求；需要相对复杂的控制时序电路。


技术实现要素：

10.有鉴于此，本发明要解决的技术问题是：开关电源在空载、轻载的状态下，为避免进入跳周期模式或间歇工作模式，在开关电源输出端的并联一个假负载所存在的损耗问题。
11.本发明解决上述技术问题提供的技术方案如下：
12.一种假负载切换电路，连接在开关电源的输出端，包括电流采样放大单元、电压比较单元和假负载控制单元；
13.所述电流采样放大单元，与开关电源的输出端连接，采样输出端的负载电流，将采
样到的电流信号转换成电压信号并放大到一定值，并将放大后的电压信号传输至电压比较单元；
14.所述电压比较单元，将接收到的电压信号与基准电压信号进行比较，并输出控制信号传输至假负载控制单元；
15.所述假负载控制单元，包括假负载本体，假负载控制单元根据接收到的控制信号对假负载本体进行控制；
16.当输出端的电压信号小于基准电压信号时，所述电压比较单元输出高电平，所述假负载控制单元控制假负载本体连接至开关电源的输出端，用以为开关电源提供虚拟负载；
17.当输出端的电压信号大于基准电压信号时，所述电压比较单元输出低电平，所述假负载控制单元控制假负载本体断开与开关电源输出端的连接。
18.优选的，所述电流采样放大单元包括电阻rs、运放u1a、电阻r1和电阻r2，电阻rs串联在开关电源的输出端，电阻r1的一端与电阻rs连接，电阻r1的另一端与运放u1a的负输入端连接，运放u1a的正输入端接地，电阻r2并联在运放u1a的负输入端与输出端之间，运放u1a的输出端作为电流采样放大单元的输出端。
19.优选的，所述电压比较单元包括运放u1b、电阻r3和电阻r4，运放u1b负输入端作为电压比较单元的输入端，运放u1b的正输入端与电阻r3的一端连接，电阻r3的另一端与基准电压vref连接，电阻r4并联在运放u1b的正输入端与输出端之间，运放u1b的输出端作为电压比较单元的输出端。
20.优选的，所述假负载控制单元包括电阻r5、假负载电阻rl和开关管s3，电阻r5的一端作为假负载控制单元的输入端，电阻r5的另一端与开关管s3的栅极连接，开关管s3的源极接地端，开关管s3的漏极与假负载电阻rl连接，假负载rl的另一端与开关电源输出端连接。
21.运放u1a为反向运放电路，运放u1b为电压比较器，开关管s3可选用mos、igbt半导体作为开关执行器件。
22.与现有技术相比，本发明技术方案的有益效果是：
23.(1)电路的参数设置灵活，假负载接入或开路的状态控制，由运放u1a(反向运放电路)比例增益、运放u1b(电压比较器)的基准电压设定，假负载的功耗由电阻rl的值取值确定；
24.(2)负载电流达到预设的阈值，假负载电阻开路，损耗为零；
25.(3)电路结构、控制逻辑时序简洁；
26.(4)适用任何开关电源拓扑。
附图说明
27.图1为现有技术的技术方案一的电路图；
28.图2为现有技术的技术方案二的电路图；
29.图3为本发明假负载切换电路的电路图；
30.本发明电路图的附图标识如下：
31.rl，假负载电阻；
32.rs，负载端电流检测电阻；
33.ics，采样电阻的电流检测端；
34.vcs，运放u1a输出端电压；
35.vref，比较器u1b的基准电压；
36.v+，u1b电压比较器正端；
37.vgs，u1b比较器输出端。
具体实施方式
38.下面将结合具体实施方式和说明书附图对本发明及其有益效果作进一步详细说明，但是，本发明的具体实施方式并不局限于此。
39.如图3所示，本发明假负载切换电路连接在开关电源的输出端，包括电流采样放大单元101、电压比较单元102和假负载控制单元103；其中电流采样放大单元101包括电阻rs、运放u1a、电阻r1和电阻r2，电阻rs串联在开关电源的输出端，电阻r1的一端与电阻rs连接，电阻r1的另一端与运放u1a的负输入端连接，运放u1a的正输入端接地，电阻r2并联在运放u1a的负输入端与输出端之间，运放u1a的输出端作为电流采样放大单元的输出端。
40.电压比较单元102包括运放u1b、电阻r3和电阻r4，运放u1b负输入端作为电压比较单元的输入端与电流采样放大单元的输出端连接，运放u1b的正输入端与电阻r3的一端连接，电阻r3的另一端与基准电压vref连接，电阻r4并联在运放u1b的正输入端与输出端之间，运放u1b的输出端作为电压比较单元的输出端。
41.假负载控制单元103包括电阻r5、假负载电阻rl和开关管s3，电阻r5的一端作为假负载控制单元的输入端与电压比较单元的输出端连接，电阻r5的另一端与开关管s3的栅极连接，开关管s3的源极接地端，开关管s3的漏极与假负载电阻rl连接，假负载rl的另一端与开关电源输出端连接。
42.运放u1a为反向运放电路，运放u1b为电压比较器，开关管s3可选用mos、igbt半导体作为开关执行器件。
43.本发明假负载切换电路，通过采样电阻rs，将开关电源输出端负载电流信号采集至电流采样放大单元101，通过电流采样放大单元101将微弱的电流信号转换成电压信号并放大到一定值，传输至电压比较单元102，并与基准电压信号vref比较，使电压器比较器电平发生翻转，从而控制假负载电阻rl连接至开关电源的输出端或断开与开关电源输出端的连接。
44.本发明的工作原理具体如下：
45.(1)电源工作后，当输出端处于空载或轻载的状态，采样电阻rs上的负压幅值较小，经采样放大单元的运放u1a反向运算放大，vcs端点的电压幅值为：满足vcs＜v+，电压比较器u1b vgs端点为高电平，开关管s1栅极为高电平，开关管s1处于导通的状态，此时假负载电阻rl被接入电路中，其损耗为:
46.由上述等式可知，vout为恒值(正常工作状态)，通过rl不同的取值，即可设定电路中假负电阻的损耗。
47.(2)当输出端负载电流不断增大，采样电阻rs上的负压值也随之增大，经采样放大电路u1内部进行反向放大运算，当vcs＞v+时，电压比较器u1b vgs端点翻转为低电平，开关管s1栅极为低电平，开关管s1处于截止的状态，假负载rl处于开路的状态，假负载rl的损耗为零。
48.为了使规避在负载端的电流在阈值的临界点假假负载切换控制电路反复切换，造成电路振荡工作不稳定，还需在比较器u1b引入正反馈(r3、r4)机制，实现迟滞控制。
49.初始状态时，电压比较器u1b v+端的电压为：
50.当电平发生翻转后，电压比较器u1b v+端的电压为：
51.通过设置上述两方程的参数变量，即可设定电路迟滞回差电压。
52.本发明的技术优势包括如下：
53.(1)采用运放构成反向放大器、采样电阻检测负载端的电流值，可以实现高精度电流采样，在低压大电流情况下因为放大器的存在电流采样电阻的取值可以设置很小，能有效降低采样电阻的损耗；
54.(2)使用带迟滞电压比较器用于控制假负电阻载接入或开路，可有效规避负载电流在阈值的临界点假负载切换电路反复切换，造成电路振荡工作不稳定；
55.(3)使用mos、igbt半导体作为开关执行器件，工作无机械触点寿命限制、噪声，同时两者均为压控器件，导通内阻小、驱动电路简洁无需再额外增加电流放大电路。