应用在Boost变换器中的双频率可选择峰值电流模式控制方式

应用在boost变换器中的双频率可选择峰值电流模式控制方式
技术领域
1.本发明涉及直流变换器技术领域，具体为应用在boost变换器中的双频率可选择峰值电流模式控制方式。


背景技术：

2.dc-dc开关变换器是一种能够将直流输入电压转换成不同直流电压值的变换器，由于dc-dc开关变换器具有高效率，带载能力强等优势，使得其广泛应用在各类电子产品中，boost变换器是一种输出电压高于输入电压的dc-dc开关变换器，能够为高于电源电压的应用提供一个稳定的电源；
3.目前，针对boost变换器来说，其具有众多的控制方式，不同的控制方式具有不同的优缺点，主要包括脉冲宽度调制(pwm)、脉冲频率调制(pfm)和混合调制(pfm/pwm)，传统的pwm控制方式其开关频率固定，具有抗干扰性强，频谱可预测等等优点，通过增加开关频率能够减小功率级电感值和电容值，开关频率越大，输出纹波小，然而高开关频率的pwm控制的boost变换器在轻载条件下，与开关频率相关的损耗占比就会很大，进而降低了boost变换器的效率，而在轻载条件下使boost变换器工作在脉冲频率调制(pfm)控制下，能够减小开关频率，提高效率，但由于是变开关频率控制方式，易受电路的延时、工艺等因素影响，所以其输出纹波会变大，而且输出频谱不可预测，增加了对emi防护设计的难度，所以针对这些情况，确有必要提供应用在boost变换器中的双频率可选择峰值电流模式控制方式来解决所述缺陷。


技术实现要素：

4.本发明的目的在于提供应用在boost变换器中的双频率可选择峰值电流模式控制方式，以解决上述背景技术中的高开关频率的pwm控制的boost变换器在轻载条件下，与开关频率相关的损耗占比就会很大，进而降低了boost变换器的效率，而在轻载条件下使boost变换器工作在脉冲频率调制(pfm)控制下，能够减小开关频率，提高效率，但由于是变开关频率控制方式，易受电路的延时、工艺等因素影响，所以其输出纹波会变大，而且输出频谱不可预测，增加了对emi防护设计的难度，所以针对这些情况，确有必要提供应用在boost变换器中的双频率可选择峰值电流模式控制方式来解决所述缺陷。
5.为实现上述目的，本发明提供如下技术方案：应用在boost变换器中的双频率可选择峰值电流模式控制方式，包括电感电流采样模块、阈值比较模块、逻辑控制模块、双频振荡器模块和pcm控制模块，所述电感电流采样模块与阈值比较模块相连，所述阈值比较模块与逻辑控制模块相连，所述逻辑控制模块产生的控制信号与双频振荡器模块的控制端相连，所述电感电流采样模块通过在功率管导通阶段对电感电流进行采样，获得带有负载电流信息的周期性信号，所述阈值比较模块通过将固定阈值与电感电流采样信号进行比较，产生周期性脉冲或者低电平信号，所述逻辑控制模块用于产生控制信号，所述双频振荡器
模块用于产生双频率斜坡补偿信号和时钟信号，双频率斜坡补偿信号用来补偿峰值电流模式控制方式的次斜坡振荡。
6.优选的，所述电感电流采样模块包括运放ea，采样电阻r
sen
、pmos管m1、pmos管m2、ldmos管m3、ldmos管m4、开关管m5和开关管m6，所述pmos管m1和pmos管m2源极均接vdd，所述pmos管m2漏极接采样电阻r
sen
，所述pmos管m1漏极与ldmos管m3漏极相短接，所述开关管m5和开关管m6栅极相短接，所述采样电阻r
sen
一端、ldmos管m3源极、开关管m5源极和开关管m6源极均接地，所述运放ea的输出端与pmos管m1和pmos管m2栅极相连接，所述ldmos管m3漏极和开关管m5漏极均与运放ea正向端相短接，所述ldmos管m4漏极和开关管m6漏极均与运放ea负向端相短接，所述采样电阻r
sen
一端产生采样信号v1，电感电流采样模块能够采集电感电流的信息，具体关系式为i
l
为电感电流的平均值，io为输出负载电流，d为占空比。
7.优选的，所述阈值比较模块包括迟滞比较器com1和阈值产生器y，所述阈值产生器y的输出端与迟滞比较器com1的负向端相连接，所述迟滞比较器com1输出端产生电压信号v2，阈值比较模块能够根据对电感电流信号于设定的阈值进行比较，从而产生周期性脉冲信号或者低电平信号。
8.优选的，所述逻辑控制模块包括d触发器d1、d触发器d2、d触发器d3、与门and和反向器u1，所述d触发器d1和d触发器d2的d输入端均接vdd，所述d触发器d1和d触发器d2的q输出端均与与门and输入端连接，所述d触发器d1和d触发器d2的reset端均与与门and输出端相短接，所述d触发器d2的q输出端与d触发器d3的d输入端短接，所述迟滞比较器com1输出端产生的电压信号v2与d触发器d1的clk端相连，所述d触发器d2的clk端与反向器u1的输入端短接，所述反向器u1的输出端与d触发器d3的clk端相连，所述d触发器d3的reset端接地，所述d触发器d3的q端产生使能信号en，逻辑控制模块能控制双频振荡器使能信号，从而产生双频率。
9.优选的，所述双频振荡器模块包括比较器com2、电阻r1、电阻r2、恒流源i
b1
、恒流源i
b2
、开关管m7、开关管m8、开关管m9、开关管m10和电容c，所述电阻r1一端接vdd，所述电阻r1另一端与比较器com2负向端相连接，所述电阻r2一端与电阻r1另一端相连接，所述恒流源i
b1
和恒流源i
b2
一端均接vdd，所述恒流源i
b2
另一端与开关管m7源极相连接，所述恒流源i
b1
另一端和开关管m7漏极均与开关管m8源极相连接，所述开关管m8漏极与电容c一端相连接，所述开关管m8漏极与开关管m9漏极相短接，所述电阻r2一端与开关管m10漏极相连，所述开关管m8栅极、开关管m10栅极和开关管m9栅极相短接，所述电阻r2另一端、电容c另一端、开关管m9源极和开关管m10源极均接地，所述开关管m7栅极与使能信号en相短接，所述比较器com2输出端产生clock时钟信号，所述clock时钟信号与开关管m8栅极相短接，双频振荡器模块能够产生两种不同的频率，分别为高频clock_fh和低频clock_f
l
，其中低频高频
10.优选的，所述pcm控制模块包括误差放大器ea2、pwm比较器com3、rs锁存器、基准电压源v
ref
、电阻ra、电阻rb、求和叠加电路sum、斜坡补偿电路、过零检测电路zcd、死区时间控制器和驱动电路drv，所述误差放大器ea2的输出端与pwm比较器com3负向输入端相连接，所
述pwm比较器com3输出端与rs锁存器的r端相短接，所述rs锁存器的输出端连接有死区时间控制器，所述死区时间控制器与驱动电路drv的输入端相连，所述驱动电路drv产生驱动信号，所述基准电压源v
ref
与误差放大器ea2正向端相接，所述电阻ra一端与电阻rb一端相短接，所述电阻rb一端与误差放大器ea2负向端相连，所述pcm控制模块为现有的已知结构，所述电阻rb另一端接地，所述电阻ra另一端连接boost变换器的输出，所述rs锁存器的q输出端产生的信号ct_sw与反向器u1输入端相连，所述电感电流采样模块的输出端和斜坡补偿电路的输出均与求和叠加电路sum的输入端相连接，所述求和叠加电路sum的输出端与pwm比较器com3正向输入端相连接,pcm控制模块与功率级元件构成负反馈环路，从而产生相应的占空比信号d，以获得相应的输出电压。
11.优选的，所述clock时钟信号与rs锁存器的s端相连接，clock时钟信号能够在每一个周期内对rs锁存器置位。
12.现有技术相比，本发明的有益效果是：本发明结构科学合理，使用安全方便：
13.1、创新性的提出了应用在boost变换器中的双频率可选择峰值电流模式控制方式，通过电感电流采样模块，采集电感电流的信息，阈值比较模块用于比较阈值和采样电压，逻辑控制模块能根据阈值比较模块比较的信号产生控制逻辑来控制双频振荡器模块频率选择，双频振荡器模块产生两种不同的时钟信号，即开关频率，使得boost变换器根据负载信息能够自动选择两种不同的开关频率，特别针对在轻载条件下，减小了boost变换器的开关频率，从而减小了与开关频率相关的损耗，包括功率管的开关损耗、栅极驱动损耗等等，进而提高了轻载情况下的效率。
14.2、该控制方式依然属于脉冲宽度调制(pwm)方式，其工作频率在轻载条件下发生跳变，相较于脉冲频率调制(pfm)方式来根据不同负载电流信息自动改变不同的工作频率，该控制方式的输出频谱可以预测，抗干扰性强，相较于脉冲频率调制(pfm)控制方式的变频来说，其对emi防护设计的难度较低。
15.3、该控制方式能够适用于buck变换器等其他dc-dc开关电源拓扑结构中，提高了该控制方式的可适用性。
16.4、相较于传统的单一频率峰值电流控制方式，设计的几个模块功耗较低，设计难度较低，设计成本低，利于推广使用。
附图说明
17.图1是本发明总体结构示意图；
18.图2是本发明电感电流采样模块的结构示意图；
19.图3是本发明逻辑控制模块的结构示意图；
20.图4是本发明双频振荡器模块结构示意图；
21.图5是本发明中等负载和重载情况下的电感电流、采样电压和阈值比较模块输出信号的时域波形示意图；
22.图6是本发明逻辑控制模块输出信号随阈值比较模块输出信号的逻辑示意图；
23.图7是本发明双频振荡器模块的clock时钟信号和斜坡信号ramp的时域波形示意图；
24.图8是本发明的控制方式与单频率pwm控制方式转换效率随负载电流变化的示意
图；
具体实施方式
25.下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例，基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
26.请参阅图1-8，本发明提供一种技术方案，应用在boost变换器中的双频率可选择峰值电流模式控制方式，包括电感电流采样模块、阈值比较模块、逻辑控制模块、双频振荡器模块和pcm控制模块，电感电流采样模块与阈值比较模块相连，阈值比较模块与逻辑控制模块相连，逻辑控制模块产生的控制信号与双频振荡器模块的控制端相连，电感电流采样模块通过在功率管导通阶段对电感电流进行采样，获得带有负载电流信息的周期性信号，阈值比较模块通过将固定阈值与电感电流采样信号进行比较，产生周期性脉冲或者低电平信号，逻辑控制模块用于产生控制信号，双频振荡器模块用于产生双频率斜坡补偿信号和时钟信号，双频率斜坡补偿信号用来补偿峰值电流模式控制方式的次斜坡振荡。
27.电感电流采样模块由运放ea、采样电阻r
sen
、pmos管m1、pmos管m2、ldmos管m3、ldmos管m4、开关管m5和开关管m6构成，pmos管m1和pmos管m2源极均接vdd，pmos管m2漏极接采样电阻r
sen
，pmos管m1漏极与ldmos管m3漏极相短接，开关管m5和开关管m6栅极相短接，采样电阻r
sen
一端、ldmos管m3源极、开关管m5源极和开关管m6源极均接地，运放ea的输出端与pmos管m1和pmos管m2栅极相连接，ldmos管m3漏极和开关管m5漏极均与运放ea正向端相短接，ldmos管m4漏极和开关管m6漏极均与运放ea负向端相短接，采样电阻r
sen
一端产生采样信号v1，电感电流采样模块能够采集电感电流的信息，具体关系式为i
l
为电感电流的平均值，io为输出负载电流，d为占空比。
28.阈值比较模块包括迟滞比较器com1和阈值产生器y，阈值产生器y的输出端与迟滞比较器com1的负向端相连接，迟滞比较器com1输出端产生电压信号v2，阈值比较模块能够根据对电感电流信号于设定的阈值进行比较，从而产生周期性脉冲信号或者低电平信号。
29.逻辑控制模块包括d触发器d1、d触发器d2、d触发器d3、与门and和反向器u1，d触发器d1和d触发器d2的d输入端均接vdd，d触发器d1和d触发器d2的q输出端均与与门and输入端连接，d触发器d1和d触发器d2的reset端均与与门and输出端相短接，d触发器d2的q输出端与d触发器d3的d输入端短接，迟滞比较器com1输出端产生的电压信号v2与d触发器d1的clk端相连，d触发器d2的clk端与反向器u1的输入端短接，反向器u1的输出端与d触发器d3的clk端相连，d触发器d3的reset端接地，d触发器d3的q端产生使能信号en，逻辑控制模块能控制双频振荡器模块内部的开关管m7开关状态，从而产生双开关频率。
30.双频振荡器模块包括比较器com2、电阻r1、电阻r2、恒流源i
b1
、恒流源i
b2
、开关管m7、开关管m8、开关管m9、开关管m10和电容c构成，电阻r1一端接vdd，电阻r1另一端与比较器com2负向端相连接，电阻r2一端与电阻r1另一端相连接，恒流源i
b1
和恒流源i
b2
一端均接vdd，恒流源i
b2
另一端与开关管m7源极相连接，恒流源i
b1
另一端和开关管m7漏极均与开关管m8源极相连接，开关管m8漏极与电容c一端相连接，开关管m8漏极与开关管m9漏极相短
接，电阻r2一端与开关管m10漏极相连，开关管m8栅极、开关管m10栅极和开关管m9栅极相短接，电阻r2另一端、电容c另一端、开关管m9源极和开关管m10源极均接地，开关管m7栅极与使能信号en相短接，比较器com2输出端产生clock时钟信号，clock时钟信号与开关管m8栅极相短接，双频振荡器模块能够产生两种不同的频率，分别为高频clock_fh和低频clock_f
l
，其中低频高频
31.pcm控制模块包括误差放大器ea2、pwm比较器com3、rs锁存器、基准电压源v
ref
、电阻ra、电阻rb、求和叠加电路sum、斜坡补偿电路、过零检测电路zcd、死区时间控制器和驱动电路drv，误差放大器ea2的输出端与pwm比较器com3负向输入端相连接，pwm比较器com3输出端与rs锁存器的r端相短接，rs锁存器的输出端连接有死区时间控制器，死区时间控制器与驱动电路drv的输入端相连，驱动电路drv产生驱动信号，基准电压源v
ref
与误差放大器ea2正向端相接，电阻ra一端与电阻rb一端相短接，电阻rb一端与误差放大器ea2负向端相连，pcm控制模块为现有的已知结构，电阻rb另一端接地，电阻ra另一端连接boost变换器的输出，rs锁存器的q输出端产生的信号ct_sw与反向器u1输入端相连，电感电流采样模块的输出端和斜坡补偿电路的输出均与求和叠加电路sum的输入端相连接，求和叠加电路sum的输出端与pwm比较器com3正向输入端相连接,pcm控制模块与功率级元件构成负反馈环路，从而产生相应的占空比信号d，以获得相应的输出电压，clock时钟信号与rs锁存器的s端相连接，clock时钟信号能够在每一个周期内对rs锁存器置位。
32.本发明的工作原理及使用流程：首先，根据负载的情况介绍本发明的工作原理，当负载工作在中等或者重载情况下，此时电感电流采样模块产生的采样信号v1在采样的过程中会达到阈值v
th
，迟滞比较器com1输出端产生的电压信号v2跳变成高电平，当电感电流采样模块不采样时，电压信号v2跳变为低电平，从而产生周期性脉冲信号，如图5所示，此时经过逻辑控制模块，使得其内的d触发器d3的q端产生使能信号en变为低电平，从而打开双频振荡器模块内的开关管m7，由公式可得此时的时钟频率为高频clock_fh，高开关频率能够减小功率级电感值和电容值，开关频率越大，输出纹波小，当负载工作在轻载情况下，此时电感电流采样模块产生的采样信号v1在采样的过程中始终未达到阈值v
th
，迟滞比较器com1输出端产生的电压信号v2一直为低电平信号，经过逻辑控制模块，使得其内的d触发器d3的q端产生使能信号en一种为高电平，从而关断开关管m7，由公式可得此时的时钟频率为低频clock_f
l
，从图7可以看出两种双频振荡器模块的clock时钟信号和斜坡信号ramp的时域波形示意图，低开关频率从而减小了与开关频率相关的损耗，包括功率管的开关损耗、栅极驱动损耗等等，进而提高了轻载情况下的效率，如图8所示为发明的控制方式与单频率pwm控制方式的转换效率随负载电流变化的示意图；
33.最后pcm控制模块为现有已知结构，pcm控制模块与功率级元件构成负反馈环路，从而产生相应的占空比信号d，具体工作原理是电阻ra和电阻rb采集boost变换器的输出，通过误差放大器ea2的放大，产生误差信号vc，电感电流采样模块在功率管mn1导通阶段，采集
电感电流信息，并通过求和叠加电路sum将斜坡补偿电路产生的斜坡信号叠加，利用pwm比较器com3对叠加的信号v
sum
和误差信号vc进行比较，当系统工作在稳态时，误差信号vc为一定值，叠加的信号v
sum
达到误差信号vc时，pwm比较器com3翻转，rs锁存器输出为0，并经过死区时间控制器产生两个不交叠的时钟信号，并经过驱动电路drv关断功率管mn1，并打开功率管mn2，故产生占空比d，下个周期开始时，clock时钟信号将rs锁存器置位，即打开功率管mn1、关断功率管mn2，过零检测电路zcd用于检测boost变换器的输出和功率管mn1漏端的电压，能够在电感电流下降为0时输出信号关断功率管mn2，提高效率，上述为pcm控制的方式介绍。
34.最后应说明的是：以上所述仅为本发明的优选实例而已，并不用于限制本发明，尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，对于本领域的技术人员来说，其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。