一种集成短路保护功能的Buck-Boost变换器

一种集成短路保护功能的buck-boost变换器
技术领域
1.本发明属于直流断路器技术领域，涉及一种集成短路保护功能的buck-boost变换器。


背景技术：

2.在“碳中和，碳达峰”的背景下，不断推进新能源发电及利用已成为目前电气行业发展的热点方向。直流微电网具备结构简单，输电效率高、电能质量好等优点，而新能源以直流形式接入电网，可以减少换流装置，并且无须考虑电压、频率、相位的控制问题，故直流微电网是新能源接入的一种有效方式。直流微电网中需要使用大量dc-dc变换器以支持各类用电器工作，同时变换器及用电器的大量使用又对直流微电网的安全运行提出了更高的要求。然而，直流电流不存在自然过零点，这增加了直流系统的保护难度，故直流系统短路保护是目前直流电力系统一个重要的研究方向。
3.直流断路器通过创建人造电流过零点以隔离故障并熄灭电弧，这是目前一种有效的直流保护方法。直流断路器按结构可分为机械式、混合式、固态式三种类型。机械式断路器耐受的电压电流等级高，但受制于机械开关，开关速度相对较慢；混合式断路器在此基础上，形成了机械开关导通正常运行电流，固态器件分断短路电流的工作模式，虽然动静态特性良好，但是体积重量过大；固态断路器以电力电子器件为开关元件，它不仅体积重量小而且可以无弧、无光、无声地排除故障，因此受到广泛关注。
4.corzine k a等人在文献“corzine k a,ashton r w.structure and analysis of the z-source mvdc breaker[c]//2011ieee electric ship technologies symposium.ieee,2011:334-338.”中提出一种以z源变换器为基础发展而来的z源固态断路器，它在不需要外加检测和控制电路的基础上，仅通过调整断路器元件的参数就可以实现满足系统参数设计要求的典型短路故障隔离作用。k.a.corzine等人在文献“k.a.corzine and r.w.ashton,a new z-source dc circuit breaker[j].ieee transactions on power electronics,2012,27(6):2796-2804.”中提出了交错型、并联型z源固态直流断路器。然而交叉型断路器的电源与负载存在不共地的问题，并联型则存在故障电流较大的问题。arthur h.chang等人在“chang a h,sennett b r,avestruz a t,et al.analysis and design of dc system protection using z-source circuit breaker[j].ieee transactions on power electronics,2015,31(2):1036-1049.”中提出了串联型z源断路器，解决了上述两种断路器的问题，但是短路时仍然会对电源产生反射电流。为此，李伟林等人在“li w,wang y,wu x,et al.a novel solid-state circuit breaker for on-board dc microgrid system[j].ieee transactions on industrial electronics,2018,66(7):5715-5723.”中提出一种基于耦合电感的固态断路器，兼具支持电源负载共地、对电源无反射电流、避免负载突变造成误触发等优点。
[0005]
在实际应用中，断路器通常串联在变换器与负载之间。但是，变换器中的无源器件可能与断路器中的无源器件产生振荡，降低电能的输出质量。为此，xiaoguang diao等人在“diao x,zhu w,song y,et al.an integrated design of the solid-state circuit breaker and the dc-dc converter[c]//2020ieee applied power electronics conference and exposition(apec).ieee,2020:3419-3423.”中提出了集成短路保护功能的直流变换器，减少了断路器对于变换器输出电能质量的损耗。kwen chong等人在“a buck converter with integrated circuit breaker”中提出了一种集成短路保护功能的buck变换器，在保证短路保护功能和电能输出质量的情况下，减小了系统的体积。yuyang liu等人在“liu y,wang y,ding s,et al.a boost converter integrated with dc circuit breaker[c]//iecon 2021
–
47th annual conference of the ieee industrial electronics society.ieee,2021:1-6.”中提出了一种集成短路保护功能的boost变换器，在不影响boost电路正常工作的情况下，使其具备短路保护及低通滤波功能。但是目前对于buck-boost变换器，融合短路保护的研究很少，故本专利介绍了一种集成短路保护功能的buck-boost变换器。


技术实现要素：

[0006]
本发明主要解决了断路器串联负载引起的电能质量下降的问题，并减小了整个系统的体积。
[0007]
本发明为解决上述问题，公开了一种集成短路保护功能的buck-boost变换器，所采取的技术方案是：所述具有保护功能的buck-boost变换器在buck-boost电路的基础上，增加一条电容和电感组成的放电支路，将buck-boost电路中的电感与放电支路中的电感进行耦合，并将晶闸管的阳极与mosfet的源极串联。具体地，一种集成短路保护功能的buck-boost变换器的拓扑结构包括：直流电源，mosfet，晶闸管，第一二极管，耦合电感模块，耦合电感原边绕组，耦合电感副边绕组，第一电容，第二电容，负载电阻，第一电阻，第二电阻，第二二极管，第三二极管。直流电源的正极与mosfet的漏极相连；mosfet的源极与晶闸管的阳极相连；晶闸管的阴极与第一二极管的阴极、第一电阻的第一端、耦合电感模块的第一端相连；第一二极管的阳极与第一电容的正极、第二电容的正极、负载电阻的第一端相连；第一电容的负极与耦合电感模块第二端、第二电阻的第一端相连；第一电阻的第二端与第二二极管的阴极相连；第二二极管的阳极与耦合电感模块的第三端、耦合电感模块的第四端、第三二极管的阳极、直流电源的负极、第二电容的负极、负载电阻的第二端相连；第二电阻的第二端与第三二极管的阴极相连；第一电阻与第二二极管构成耦合电感原边绕组的能量吸收支路；第二电阻与第三二极管构成耦合电感副边绕组的能量吸收支路。
[0008]
为使所述的具有保护功能的buck-boost变换器拥有更好的性能，选择合适的耦合电感参数。若耦合电感原边绕组与耦合电感副边绕组的匝数比过大，则故障电流不足以关断晶闸管；若耦合电感原边绕组与耦合电感副边绕组的匝数比过小，则会干扰buck-boost变换器正常工作。经过仿真及实验结果分析得出，耦合电感原边绕组与耦合电感副边绕组的匝数比为16：5较为合适。
[0009]
所述的具有保护功能的buck-boost变换器的工作过程可分为四个步骤：稳态工作步骤、短路故障瞬间工作步骤、谐振工作步骤和能量吸收工作步骤。
[0010]
步骤一：当系统处于正常工作状态下，按照buck-boost电路原理工作。mosfet导通时，耦合电感原边绕组充电，原边绕组l1和副边绕组l2的电压分别为v
l1
，v
l2
。
[0011][0012]vin
为输入电压，v
c1
为第一电容的电压，vo为输出电压，lm为耦合电感的互感，k为耦合电感的耦合系数。
[0013]
原边绕组l1在导通时间内的电压差为δv
l1
。
[0014]
δv
l1
＝dt
svin
[0015]
d为占空比，ts为开关周期。
[0016]
mosfet关断时，耦合电感原边绕组l1放电，第二电容c
l
充电，负载电阻两端产生电压vo，原边绕组l1和副边绕组l2的电压分别为v'
l1
,v'
l2
。
[0017][0018]
原边绕组l1在关断时间内的电压差为δv'
l1
。
[0019]
δv'
l1
＝(1-d)t
svo
[0020]
根据伏秒平衡原理可得：
[0021][0022]
当开关频率很高时，通过耦合电感副边绕组支路的电流可以忽略不计，放电支路对正常工作状态没有影响。
[0023]
步骤二：当短路故障发生时，负载电流在短时间内会发生较大变化，第一电容和第二电容开始放电以提供故障电流。当故障电流流经耦合电感副边绕组时，耦合电感原边绕组感应出与稳态工作电流方向相反的电流，感应电流逐步抵消正向稳态电流，流经晶闸管的电流逐渐减小，当晶闸管电流小于0，达到反向偏置条件时，晶闸管关断。
[0024]
在这个过程中，由于电容放电速度非常快，所以原边线圈产生的感应电压可以忽略不计。二极管的反向偏置可以将负载与复变线圈电感7、第一电容8视作一个无源rlc回路。在故障发生前，第一电容的电压为vo，电感的电流忽略不计。rlc回路在不同的取值下有三种不同的表现：
[0025]
1、当δ＝r
2-4l/c时为过阻尼，在原边线圈感应出的电流为：
[0026][0027]
2、δ＝0时为临界阻尼，在原边线圈感应出的电流为：
[0028][0029]
3、δ＜0时为临界阻尼，在原边线圈感应出的电流为：
[0030][0031]
要成功关断晶闸管，需要保证在原边感应的反向电流的最大值大于晶闸管电流的平均值。设晶闸管电流为i
scr
，有
[0032]il1
·
max
＞i
scr
[0033]
步骤三：当晶闸管关断以后，第一电容，第二电容，耦合电感副边绕组构成无源谐振电路。系统进入无源lc谐振工作状态。此时第一电容和第二电容放电结束，耦合电感副边绕组开始放电。
[0034]
步骤四：当耦合电感副边绕组开始放电时，一部分电流流经由第二电阻和第三二极管组成的吸能电路，一部分电流对第一电容进行充电；耦合电感原边绕组的感应电流流经第一电阻和第二二极管组成的吸能电路。重复步骤三、四，直到电路中的能量被消耗完毕，故障隔离完成。
[0035]
本发明的优点在于：
[0036]
所述电路拓扑加入了断路器结构，使电路具有能量转换功能的同时拥有自我保护能力。
[0037]
该电路拓扑通过复用变换器与断路器的电感元件，使得系统体积减小。
[0038]
该电路拓扑解决了断路器与变换器串联时可能存在的谐振问题，提高了输出电能质量。
附图说明
[0039]
通过阅读下文优选实施方式的详细描述，各种其他的优点和益处对于本领域普通技术人员将变得清楚明了。附图仅用于示出优选实施方式的目的，而并不认为是对本发明的限制。而且在整个附图中，用相同的参考符号表示相同的部件。在附图中：
[0040]
图1为本发明的电路拓扑结构示意图。
[0041]
图2为仿真模拟负载的全工作阶段及短路故障时两端的电压波形图。
[0042]
图3为仿真模拟晶闸管的全工作阶段及短路故障时两端的电压波形图。
[0043]
图4为仿真模拟晶闸管的全工作阶段及短路故障时的电流波形图。
[0044]
图5为仿真模拟耦合电感原边绕组的全工作阶段及短路故障时的电流波形图。
[0045]
图6为仿真模拟耦合电感副边绕组的全工作阶段及短路故障时的电流波形图。
具体实施方式
[0046]
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。通常在此处附图中描述和示出的本发明实施例的组件可以以各种不同的配置来布置和设计。
[0047]
因此，以下对在附图中提供的本发明的实施例的详细描述并非旨在限制要求保护的本发明的范围，而是仅仅表示本发明的选定实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范
围。
[0048]
图1中，1—直流电源，2—mosfet，3—晶闸管，4—第一二极管，5—耦合电感模块，6—耦合电感原边绕组，7—耦合电感副边绕组，8—第一电容，9—第二电容，10—负载电阻，11—第一电阻，12—第二电阻，13—第二二极管，14—第三二极管，15,18—晶闸管阴极与第一二极管、第一电阻、耦合电感模块第一端子的连接点，16—第一二极管阳极与第一电容正极、第二电容正极、负载电阻第一端的连接点，17—第一电容负极与耦合电感模块第二端子、第二电阻第一端的连接点，18—第二二极管阳极与第三二极管阳极、耦合电感模块第三端子、耦合电感模块第四端子、直流电源负极、第二电容第二端、负载电阻第二端的连接点。
[0049]
一种集成短路保护功能的buck-boost变换器的拓扑结构包括：直流电源(1)，mosfet(2)，晶闸管(3)，第一二极管(4)，耦合电感模块(5)，耦合电感原边绕组(6)，耦合电感副边绕组(7)，第一电容(8)，第二电容(9)，负载电阻(10)，第一电阻(11)，第二电阻(12)，第二二极管(13)，第三二极管(14)。直流电源(1)的正极与mosfet(2)的漏极相连；mosfet(2)的源极与晶闸管(3)的阳极相连；晶闸管(3)的阴极与第一二极管(4)的阴极、第一电阻(11)的第一端、耦合电感模块(5)的第一端相连；第一二极管(4)的阳极与第一电容(8)的正极、第二电容(9)的正极、负载电阻(10)的第一端相连；第一电容(8)的负极与耦合电感模块(5)第二端、第二电阻(12)的第一端相连；第一电阻(11)的第二端与第二二极管(13)的阴极相连；第二二极管(13)的阳极与耦合电感模块(5)的第三端、耦合电感模块(5)的第四端、第三二极管(14)的阳极、直流电源(1)的负极、第二电容(9)的负极、负载电阻(10)的第二端相连；第二电阻(12)的第二端与第三二极管(14)的阴极相连；第一电阻(11)与第二二极管(13)构成耦合电感原边绕组(6)的能量吸收支路；第二电阻(12)与第三二极管(14)构成耦合电感副边绕组(7)的能量吸收支路。
[0050]
为使所述的具有保护功能的buck-boost变换器拥有更好的性能，选择合适的耦合电感参数。若耦合电感原边绕组(6)与耦合电感副边绕组(7)的匝数比过大，则故障电流不足以关断晶闸管(3)；若耦合电感原边绕组(6)与耦合电感副边绕组(7)的匝数比过小，则会干扰buck-boost变换器正常工作。经过仿真及实验结果分析得出，耦合电感原边绕组(6)与耦合电感副边绕组(7)的匝数比为16：5较为合适。
[0051]
所述的具有保护功能的buck-boost变换器的工作过程可分为四个步骤：稳态工作步骤、短路故障瞬间工作步骤、谐振工作步骤和能量吸收工作步骤。
[0052]
步骤一：当系统处于正常工作状态下，按照buck-boost电路原理工作。mosfet导通时，耦合电感原边绕组充电，原边绕组l1和副边绕组l2的电压分别为v
l1
，v
l2
。
[0053][0054]vin
为输入电压，v
c1
为第一电容的电压，vo为输出电压，lm为耦合电感的互感，k为耦合电感的耦合系数。
[0055]
原边绕组l1在导通时间内的电压差为δv
l1
。
[0056]
δv
l1
＝dt
svin
ꢀꢀ
(2)
[0057]
d为占空比，ts为开关周期。
[0058]
mosfet关断时，耦合电感原边绕组l1放电，第二电容c
l
充电，负载电阻两端产生电压vo，原边绕组l1和副边绕组l2的电压分别为v'
l1
,v'
l2
。
[0059][0060]
原边绕组l1在关断时间内的电压差为δv'
l1
。
[0061]
δv'
l1
＝(1-d)t
svo
ꢀꢀ
(4)
[0062]
根据伏秒平衡原理可得：
[0063][0064]
当开关频率很高时，通过耦合电感副边绕组支路的电流可以忽略不计，放电支路对正常工作状态没有影响。
[0065]
步骤二：当短路故障发生时，负载电流在短时间内会发生较大变化，第一电容和第二电容开始放电以提供故障电流。当故障电流流经耦合电感副边绕组时，耦合电感原边绕组感应出与稳态工作电流方向相反的电流，感应电流逐步抵消正向稳态电流，流经晶闸管的电流逐渐减小，当晶闸管电流小于0，达到反向偏置条件时，晶闸管关断。
[0066]
在这个过程中，由于电容放电速度非常快，所以原边线圈产生的感应电压可以忽略不计。二极管的反向偏置可以将负载与复变线圈电感7、第一电容8视作一个无源rlc回路。在故障发生前，第一电容的电压为vo，电感的电流忽略不计。rlc回路在不同的取值下有三种不同的表现：
[0067]
1、当δ＝r
2-4l/c时为过阻尼，在原边线圈感应出的电流为：
[0068][0069]
2、δ＝0时为临界阻尼，在原边线圈感应出的电流为：
[0070][0071]
3、δ＜0时为临界阻尼，在原边线圈感应出的电流为：
[0072][0073]
要成功关断晶闸管，需要保证在原边感应的反向电流的最大值大于晶闸管电流的平均值。设晶闸管电流为i
scr
，有
[0074]il1
·
max
＞i
scr
ꢀꢀ
(9)
[0075]
步骤三：当晶闸管关断以后，第一电容，第二电容，耦合电感副边绕组构成无源谐振电路。系统进入无源lc谐振工作状态。此时第一电容和第二电容放电结束，耦合电感副边绕组开始放电。
[0076]
步骤四：当耦合电感副边绕组开始放电时，一部分电流流经由第二电阻和第三二极管组成的吸能电路，一部分电流对第一电容进行充电；耦合电感原边绕组的感应电流流经第一电阻和第二二极管组成的吸能电路。重复步骤三、四，直到电路中的能量被消耗完毕，故障隔离完成。
[0077]
针对实例在simulink平台中进行仿真实验。设定直流电源(1)电压为12v，耦合电感原边绕组(6)的电感值为160μh，耦合电感副边绕组(7)的电感值为50μh，第一电容(8)为1000μf，第二电容(9)为600μf，负载电阻(10)参数设置为50ω，短路故障电阻为0.3ω。实验波形图如图2，3，4，5，6所示。
[0078]
在本次仿真实验中，模拟负载短路故障在t＝0.15s时发生。系统在正常工作时，第一电容(8)的电流几乎为0，第一电容(8)和耦合电感副边绕组(7)构成的放电支路不会影响电路正常运行。当负载端发生短路故障时，负载电流在极短时间内发生较大的变化，第二电容(9)迅速放电，最大放电电流高达46a。晶闸管(3)电流开始减小，直至晶闸管(3)关断，此过程时间约为0.2μs。晶闸管(3)关断后，能量吸收电路吸收剩余能量，故障被完全隔离的时间约为3μs。以上结果验证了集成短路保护功能的buck-boost变换器的功能。
[0079]
以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应以所述权利要求的保护范围为准。