基于交叉偶极子线圈的全双工无线电能信号同步传输系统

1.本发明涉及无线电能传输技术，具体涉及一种基于交叉偶极子线圈的全双工无线电能信号同步传输系统。


背景技术：

2.无线电能传输(wireless power transfer，wpt)技术是指综合应用电力电子技术和现代控制理论，通过磁场、电场和微波等实现电能从电源/电池以非电气接触方式传输到负载的技术，其具有安全、可靠、灵活等优点，已经广泛应用于可植入生物医学、消费电子、电动汽车、水下无人装备等领域。在wpt技术应用中，系统闭环控制、电池电荷状态监测、负载识别和异物检测都不可避免的需要在发射端和接收端进行数据交互。因此关于电能信号同步(simultaneous wireless power and data transfer，swpdt)技术成为了目前的研究热点，目前广泛使用的无线通信技术，如zigbee、蓝牙模块、wi-fi模块和rfid等，不仅需要增加成本，而且还需要扩大系统的体积。


技术实现要素：

3.为了在能量信号同步传输的情况下实现耦合机构小型化的设计需求，本发明提出了一种基于交叉偶极子线圈的全双工无线电能信号同步传输系统，同时提升系统的抗偏移能力，采用的技术方案如下：
4.一种基于交叉偶极子线圈的全双工无线电能信号同步传输系统，其关键在于：包括原边交叉偶极子线圈和副边交叉偶极子线圈，其中，所述原边交叉偶极子线圈中的第一绕组与第一能量发射电路和原边第一信号发射电路连接，所述原边交叉偶极子线圈中的第二绕组与第二能量发射电路和原边第二信号发射电路连接，所述副边交叉偶极子线圈中的第一绕组与第一能量接收电路和副边第一信号发射电路连接，所述副边交叉偶极子线圈中的第二绕组与第二能量接收电路和副边第二信号发射电路连接，在所述原边第一信号发射电路和所述原边第二信号发射电路之间连接有原边信号接收电路和原边主通道阻波网络，在所述副边第一信号发射电路和所述副边第二信号发射电路之间连接有副边信号接收电路和副边主通道阻波网络。
5.可选地，所述原边交叉偶极子线圈和所述副边交叉偶极子线圈均包括十字型磁芯结构，在所述十字型磁芯结构的水平方向两个端头的磁芯上绕制一组串联的线圈作为第一绕组，在所述十字型磁芯结构的竖直方向两个端头的磁芯上绕制一组串联的线圈作为第二绕组，所述第一绕组和所述第二绕组相互正交解耦。
6.可选地，所述第一能量发射电路包括第一直流电源、第一逆变器和第一原边lccl谐振网络，所述第二能量发射电路包括第二直流电源、第二逆变器和第二原边lccl谐振网络，所述第一逆变器和所述第二逆变器输出相差90
°
但是频率和大小相同的高频逆变信号。
7.可选地，所述第一直流电源和所述第二直流电源共用同一直流电源。
8.可选地，所述第一能量接收电路包括第一副边lccl谐振网络和第一整流滤波电
路；所述第二能量接收电路包括第二副边lccl谐振网络和第二整流滤波电路；所述第一整流滤波电路和所述第二整流滤波电路的输出端并联为负载供电。
9.可选地，所述原边第一信号发射电路包括原边第一信号源、原边第一信号发射阻波网络、原边第一滤波电容和原边第一限流电阻，所述原边第一信号源的一端依次经过所述原边第一信号发射阻波网络和所述原边第一滤波电容后连接所述原边交叉偶极子线圈中的第一绕组的一端，所述原边交叉偶极子线圈中的第一绕组的另一端经过所述原边第一限流电阻接所述原边第一信号源的另一端；
10.所述原边第二信号发射电路包括原边第二信号源、原边第二信号发射阻波网络、原边第二滤波电容和原边第二限流电阻，所述原边第二信号源的一端依次经过所述原边第二信号发射阻波网络和所述原边第二滤波电容后连接所述原边交叉偶极子线圈中的第二绕组的一端，所述原边交叉偶极子线圈中的第二绕组的另一端经过所述原边第二限流电阻接所述原边第二信号源的另一端；
11.设原边第一信号发射阻波网络和原边第一滤波电容的连接点为a1点，原边第一限流电阻与原边第一信号源的连接点为b1点，原边第二信号发射阻波网络和原边第二滤波电容的连接点为c11点，原边第二限流电阻与原边第二信号源的连接点为d1点，则所述原边信号接收电路连接在a1点和d1点之间，所述原边主通道阻波网络连接在b1点和c1点之间。
12.可选地，所述副边第一信号发射电路包括副边第一信号源、副边第一信号发射阻波网络、副边第一滤波电容和副边第一限流电阻，所述副边第一信号源的一端经过所述副边第一滤波电容后连接所述副边交叉偶极子线圈中的第一绕组的一端，所述副边交叉偶极子线圈中的第一绕组的另一端经过所述副边第一限流电阻和所述副边第一信号发射阻波网后接所述副边第一信号源的另一端；
13.所述副边第二信号发射电路包括副边第二信号源、副边第二信号发射阻波网络、副边第二滤波电容和副边第二限流电阻，所述副边第二信号源的一端经过所述副边第二限流电阻后接所述副边交叉偶极子线圈中的第二绕组的一端，所述副边交叉偶极子线圈中的第二绕组的另一端依次经过所述副边第二滤波电容和所述副边第二信号发射阻波网络后接所述副边第二信号源的另一端；
14.设副边第一信号源和副边第一滤波电容的连接点为a2点，副边第一限流电阻与副边第一信号发射阻波网络的连接点为b2点，副边第二限流电阻与副边第二信号源的连接点为c2点，副边第二信号发射阻波网络和副边第二滤波电容的连接点为d2点，则所述副边信号接收电路连接在a2点和d2点之间，所述副边主通道阻波网络连接在b2点和c2点之间。
15.可选地，所述原边信号接收电路包括原边信号采样电阻、补偿电感和原边信号接收阻波网络，所述副边信号接收电路包括副边信号采样电阻、补偿电容和副边信号接收阻波网络。
16.可选地，所述原边信号接收阻波网络、所述原边主通道阻波网络、所述副边主通道阻波网络和所述副边信号接收阻波网络均采用两个lc串联谐振器并联构成；所述原边第一信号发射阻波网络、所述原边第二信号发射阻波网络、所述副边第一信号发射阻波网络和所述副边第二信号发射阻波网络均采用单个lc并联谐振器。
17.可选地，所述原边第一信号源和所述原边第二信号源发出的信号采用第一预设频率且相差90
°
；所述副边第一信号源和所述副边第二信号源发出的信号采用第二预设频率
且相差90
°
。
18.本发明的效果是：
19.本发明提出的一种基于交叉偶极子线圈的全双工无线电能信号同步传输系统，电能传输通道可以实现输出电流恒定，提升系统抗偏移性能，阻波网络可以有效阻隔信号和电能传输通道之间的串扰，信号传输通道采取双谐振电路实现信号以更高的传输速率进行全双工传输，通过引入复合谐振网络，提高了系统的信噪比。
附图说明
20.为了更清楚地说明本发明具体实施方式或现有技术中的技术方案，下面将对具体实施方式或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍。
21.图1为本发明具体实施例的电路原理图；
22.图2为能量传输通道的等效电路图；
23.图3为信号传输通道的等效电路图；
24.图4为具体实施例中信号调制电路的电路原理图；
25.图5为具体实施例中信号解调电路的电路原理框图；
26.图6为信号正向传输时角度偏移15
°
下接收信号电压波形图；
27.图7为信号反向传输时角度偏移15
°
下接收信号电压波形图；
28.图8为信号正向传输时角度偏移20
°
下接收信号电压波形图；
29.图9为信号反向传输时角度偏移20
°
下接收信号电压波形图。
具体实施方式
30.下面将结合附图对本发明技术方案的实施例进行详细的描述。以下实施例仅用于更加清楚地说明本发明的技术方案，因此只作为示例，而不能以此来限制本发明的保护范围。
31.需要注意的是，除非另有说明，本技术使用的技术术语或者科学术语应当为本发明所属领域技术人员所理解的通常意义。
32.如图1所示，本实施例提供了一种基于交叉偶极子线圈的全双工无线电能信号同步传输系统，包括原边交叉偶极子线圈和副边交叉偶极子线圈，其中，所述原边交叉偶极子线圈中的第一绕组(tx)与第一能量发射电路和原边第一信号发射电路连接，所述原边交叉偶极子线圈中的第二绕组(ty)与第二能量发射电路和原边第二信号发射电路连接，所述副边交叉偶极子线圈中的第一绕组(rx)与第一能量接收电路和副边第一信号发射电路连接，所述副边交叉偶极子线圈中的第二绕组(ry)与第二能量接收电路和副边第二信号发射电路连接，在所述原边第一信号发射电路和所述原边第二信号发射电路之间连接有原边信号接收电路和原边主通道阻波网络，在所述副边第一信号发射电路和所述副边第二信号发射电路之间连接有副边信号接收电路和副边主通道阻波网络。
33.结合图1可以看出，在本实施例中，原边交叉偶极子线圈和副边交叉偶极子线圈均包括十字型磁芯结构，在十字型磁芯结构的水平方向两个端头的磁芯上绕制一组串联的线圈作为第一绕组，在十字型磁芯结构的竖直方向两个端头的磁芯上绕制一组串联的线圈作为第二绕组，第一绕组和所述第二绕组相互正交解耦。
34.通过图2可以看出，针对电能传输通道而言，由一个直流电源，两个全桥逆变器，四个lccl补偿网络，交叉偶极子式耦合线圈，整流桥和负载构成，两个逆变器共用一个直流电源，两个整流桥共用一个滤波电容形成整流滤波电路，两个整流桥的输出端并联在滤波电容上为负载供电。采用交叉偶极子式耦合线圈，在空间产生的磁场是以发射线圈几何中心为磁场中心，各场强值为半径的同心圆，发射线圈周围磁场呈现等梯度下降，达到系统具有全方向适应性的设计目的。
35.结合图2可以看出，电能传输通道工作在电能传输频率ω
p
下，u
λ
(λ＝1,2)为输入电压在工作角频率ω
p
下的等效交流电压源，且满足u1＝ju2，第一能量传输通道中的第一原边lccl谐振网络和第一副边lccl谐振网络构成双边lccl补偿拓扑，第二能量传输通道中的第二原边lccl谐振网络和第二副边lccl谐振网络构成双边lccl补偿拓扑，从图2中可以看出，第一原边lccl谐振网络包括电感lf1、电容cf1、电容c1和电感ld1，第二原边lccl谐振网络包括电感lf2、电容cf2、电容c2和电感ld2，第一副边lccl谐振网络包括电感lf3、电容cf3、电容c3和电感ld3，第二副边lccl谐振网络包括电感lf4、电容cf4、电容c4和电感ld4。l1表示原边交叉偶极子线圈中的第一绕组，l2表示原边交叉偶极子线圈中的第二绕组，l3表示副边交叉偶极子线圈中的第一绕组，l4表示副边交叉偶极子线圈中的第二绕组，m13、m14、m23和m24表示对应各个线圈绕组之间的互感，i
fλ
(λ＝1,2,3,4)分别为各个lccl补偿网络中流过谐振电感的电流，第一逆变器和第二逆变器输出相差90
°
但是频率和大小相同的高频逆变信号。
36.当系统工作在角频率ω
p
下时，各个信号传输通道的接入阻抗zdt1，zdt2、zdr1和zdr2均表现为高阻抗，因此在分析电能传输通道时可以忽略，对电能传输通道原边由kvl、kcl定律可得：
[0037][0038]
通过调制逆变器控制信号使得u1和u2相同大小情况下相位相差90
°
。代入谐振关系到上述公式，可得励磁电流
[0039][0040]
可以看出，原边具有恒流输出特性，励磁电流只与输入电压u
λ
和电感l
fλ
有关。
[0041]
副边等效电路与原边类似，信号支路zdr1和zdr2表现为高阻抗，同理，对电能传输通道的副边联立方程：
[0042][0043]
两电能通道采用并联二重联结整流变换后给负载供电，各个通道的等效负载为：
[0044][0045]
上式中i
lλ
(λ＝3,4)为各通道在负载处输出电流，当电路处于稳态时，且只考虑基波分量，整流桥输入电流与输出电流关系可表示为：
[0046]
整流桥输入电流与输出电流关系可表示为：
[0047][0048]
结合电路在w
p
时谐振关系，可得：
[0049][0050]
其中l
f1
＝l
f2
＝l
f3
＝l
f4
公式中均用l
f1
代替，因此，系统直流输出电流i
l
表示为：
[0051][0052]
进一步得到：
[0053][0054]
可看出，系统电能传输通道可以保持恒流输出特性，且只与直流输入电压u
in
，耦合线圈之间互感m
13
、m
14
、m
23
、m
24
，以及谐振电感有关。
[0055]
针对信号传输通道而言，结合图3可以看出，原边第一信号发射电路包括原边第一信号源u
d1
、原边第一信号发射阻波网络、原边第一滤波电容c
d1
和原边第一限流电阻r
d1
，所述原边第一信号源u
d1
的一端依次经过所述原边第一信号发射阻波网络和所述原边第一滤波电容c
d1
后连接所述原边交叉偶极子线圈中的第一绕组的一端，所述原边交叉偶极子线圈
中的第一绕组的另一端经过所述原边第一限流电阻r
d1
接所述原边第一信号源u
d1
的另一端；
[0056]
原边第二信号发射电路包括原边第二信号源u
d2
、原边第二信号发射阻波网络、原边第二滤波电容c
d2
和原边第二限流电阻r
d2
，所述原边第二信号源u
d2
的一端依次经过所述原边第二信号发射阻波网络和所述原边第二滤波电容c
d2
后连接所述原边交叉偶极子线圈中的第二绕组的一端，所述原边交叉偶极子线圈中的第二绕组的另一端经过所述原边第二限流电阻r
d2
接所述原边第二信号源u
d2
的另一端；
[0057]
设原边第一信号发射阻波网络和原边第一滤波电容的连接点为a1点，原边第一限流电阻与原边第一信号源的连接点为b1点，原边第二信号发射阻波网络和原边第二滤波电容的连接点为c1点，原边第二限流电阻与原边第二信号源的连接点为d1点，则所述原边信号接收电路连接在a1点和d1点之间，所述原边主通道阻波网络连接在b1点和c1点之间。
[0058]
对应地，所述副边第一信号发射电路包括副边第一信号源u
d3
、副边第一信号发射阻波网络、副边第一滤波电容c
d3
和副边第一限流电阻r
d3
，所述副边第一信号源u
d3
的一端经过所述副边第一滤波电容c
d3
后连接所述副边交叉偶极子线圈中的第一绕组的一端，所述副边交叉偶极子线圈中的第一绕组的另一端经过所述副边第一限流电阻r
d3
和所述副边第一信号发射阻波网后接所述副边第一信号源u
d3
的另一端；
[0059]
所述副边第二信号发射电路包括副边第二信号源u
d4
、副边第二信号发射阻波网络、副边第二滤波电容c
d4
和副边第二限流电阻r
d4
，所述副边第二信号源u
d4
的一端经过所述副边第二限流电阻r
d4
后接所述副边交叉偶极子线圈中的第二绕组的一端，所述副边交叉偶极子线圈中的第二绕组的另一端依次经过所述副边第二滤波电容c
d4
和所述副边第二信号发射阻波网络后接所述副边第二信号源u
d4
的另一端；
[0060]
设副边第一信号源和副边第一滤波电容的连接点为a2点，副边第一限流电阻与副边第一信号发射阻波网络的连接点为b2点，副边第二限流电阻与副边第二信号源的连接点为c2点，副边第二信号发射阻波网络和副边第二滤波电容的连接点为d2点，则所述副边信号接收电路连接在a2点和d2点之间，所述副边主通道阻波网络连接在b2点和c2点之间。
[0061]
通过图3可以看出，在本实施例中，所述原边信号接收电路包括原边信号采样电阻rt1、补偿电感lt1和原边信号接收阻波网络，所述副边信号接收电路包括副边信号采样电阻rt2、补偿电容ct2和副边信号接收阻波网络。
[0062]
从图1和图3可以看出，原边信号接收阻波网络和原边主通道阻波网络均采用两个lc串联谐振器并联构成，包括电感lza2、电感lzb2、电容cza2和电容czb2；副边主通道阻波网络和副边信号接收阻波网络也是均采用两个lc串联谐振器并联构成，包括电感lza4、电感lzb4、电容cza4和电容czb4；原边第一信号发射阻波网络和原边第二信号发射阻波网络均采用单个lc并联谐振器，包括电感lz1和电容cz1；副边第一信号发射阻波网络和副边第二信号发射阻波网络也是均采用单个lc并联谐振器，包括电感lz3和电容cz3。
[0063]
在实施过程中，定义正向信号载波频率为f
d1
，对应角频率为w
d1
，反向信号载波频率为f
d2
，对应角频率为w
d2
，需要注意的是，l
dλ
、c
λ
和c
fλ
(λ＝1,2,3,4)组成低通滤波器，各个能量通道在信号传输通道中的接入阻抗zp1、zp2、zs1和zs2在信号传输频率下表现为高阻抗，可有效隔离信号对电能传输通道的干扰。
[0064]
为实现信号传输的全角度适应性，采用图4所示的信号调制电路，uc表示调制方
波，u
od
表示输入信号，以前向信号传输为例，调制得到u
d1
和u
d2
两个相差90
°
载波信号，通过双谐振信号电路传输到副边信号采样电阻r
t2
，然后通过图5所示的解调电路恢复得原信号u
od
，图5中fol为电压跟随器，bpf为带通滤波器，amp为运算放大器，ed为包络检波器，comp为电压比较器。
[0065]
在上述实施方式中引入复合谐振网络，有效提高了系统信号的信噪比，c
za2
、l
za2
、c
zb2
和l
zb2
(c
za4
、l
za4
、c
zb4
和l
zb4
)组成复合谐振器。它由两个并联lc串联谐振器构成，当串联lc谐振器谐振时会产生带阻效果，同时两个并联lc谐振器谐振在f
d1
或f
d2
处，即产生一个传输极点。可以看出，本发明提出的信号传输电路相比中的传统lc谐振器增加了两个传输零点，提高了电路在接收侧对信号的选择性，另外，针对两发射两接收系统，采用两通道信号串联级联电路，极大提高了接收信号电压增压。
[0066]
具体来讲，设w
d1
》w
d2
，在信号正向传输时，根据lc串联和并联谐振特性，c
za2
、l
za2
、c
zb2
和l
zb2
复合谐振网络以及c
z3
、l
z3
谐振网络均表现为高阻抗，其所在支路相当于开路，载波信号ud1、ud2通过l
z1
和c
z1
的谐振网络经耦合线圈l1和l2传输到线圈l3和l4上，然后通过c
za4
、l
za4
、c
zb4
和l
zb4
复合谐振网络将接收端拾取到的信号电压串联，最后在副边信号采样电阻rt2上提取数据，反向信号传输通道工作原理相似。
[0067]
设计过程中，结合图3所示电路，c
z1
和l
z1
谐振网络满足：c
za4
、l
za4
、c
zb4
和l
zb4
构成的复合谐振网络满足：
[0068][0069]wd21
、w
d22
为对应复合谐振网络两个支路的串联谐振频率；
[0070]
信号正向传输时，w＝w
d1
，c
z1
和l
z1
谐振网络等效为：将l
λ
和c
dλ
(λ＝1,2,3,4)等效为l
fd1
,则有：c
za4
、l
za4
、c
zb4
和l
zb4
构成的复合谐振网络等效为：
[0071]
[0072]
电路中c
zfd1
和l
fd1
满足
[0073]ct2
用于补偿l
zfd1
、l
fd1
，满足：
[0074]
同理，信号反向传输时，c
za4
、l
za4
、c
zb4
和l
zb4
复合谐振网络以及c
z1
、l
z1
谐振网络呈现高阻抗，相应支路等效为开路状态。c
z3
、l
z3
谐振网络满足c
za2
、l
za2
、c
zb2
和l
zb2
复合谐振网络满足：
[0075][0076]
其中其中w
d11
、w
d12
为对应复合谐振网络两个支路的串联谐振频率。
[0077]
信号反向传输时，w＝w
d2
，c
z3
、l
z3
谐振网络等效为l
zfd2
，且耦合线圈自感l
λ
和c
dλ
等效为c
fd2
，且
[0078]cza2
、l
za2
、c
zb2
和l
zb2
构成的复合谐振网络等效为c
zfd2
，且有：
[0079][0080]cfd2
和l
zfd2
满足：
[0081]
l
t1
用于补偿c
zfd2
、l
fd2
且满足
[0082]
具体实施时，信号电路参数l
zeqa2
＝l
z3
，l
zeqa4
＝l
z1
,c
zeqb2
＝c
z3
，c
zeqb4
＝c
z1
可得：
[0083]
[0084][0085][0086]
为了进一步验证上述设计的效果，在simulink中搭建仿真模型，系统的详尽参数设置见表1，根据表中电能传输通道的参数进行仿真得到了如下的结果。系统能量通道的输出功率与效率符合理论推导的数值，最大实现80％效率的传输，输出功率为441w。
[0087]
表1：系统参数(注：λ＝1,2,3,4)
[0088][0089]
还分别进行了接收端角度偏移5
°
，10
°
，15
°
，20
°
情况下系统电能传输能力的仿真验证，得到的具体性能指标参数如表2。
[0090]
表2：电能传输通道角度偏移情况下性能
[0091][0092]
可看出系统电能传输通道随着接收线圈角度偏移，输出电流i
l
和输出功率po均在减小，但是变化趋势并不大，在偏移20
°
情况下，输出电流i
l
为3.6a，输出功率po为324w，相比于0
°
时相比波动幅度较小。
[0093]
类似地，电能能高效传输的前提下，信号传输通道通过仿真实现了信号在角度偏移10
°
，15
°
，20
°
度时稳定高速传输。
[0094]
此外，从图6-图9可看出，系统接收机构在偏移情况下，系统信号可以稳定传输，验证了所提出系统信号的全角度适应性，偏移20
°
时也能保持系统信号传输通道以100kbps速率传输信号。
[0095]
最后需要说明的是，以上各实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述各实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分或者全部技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的范围，这样的变换均应涵盖在本发明的权利要求和说明书的范围当中。