一种光伏储能LLC变换器智能同步整流控制装置和方法与流程

一种光伏储能llc变换器智能同步整流控制装置和方法
技术领域
1.本发明涉及一种光伏储能llc变换器智能同步整流控制装置和方法，属于电力电子变换器技术领域。


背景技术：

2.目前，随着社会经济的快速发展，电力电子技术产品已经渗透到国民经济的各行各业中。为提高光伏储能的效率，已经发展出许多的dc-dc变换技术，其中llc谐振变换器由于效率高、电路简单的特性致使其研究热度一直居高不下。
3.llc谐振变换器可实现全负载范围内的软开关，从而得到极高的工作效率。且llc变换器中的激磁电感可集成到变压器中，大幅提高功率密度。llc变换器广泛应用在需要隔离的场合，如光伏储能的dc-dc变换器中。而同步整流技术是实现其高效率和双向运行的关键。同步整流技术是采用gan代替二极管整流，并有相应的驱动信号。理想情况下，有电流流过同步整流管的体二极管时，有高电平信号立刻驱动gan导通，使电流从体二极管转移到gan的沟道中。当同步整流管导通电流为零时，驱动信号立马为低电平，关断gan，使其立刻处于截止状态。
4.传统的同步整流技术主要应用在光伏储能的单向和低压大电流场合，以降低llc变换器整流二极管的导通损耗，提高效率。光伏储能的高压场合下，传统测量同步整流管漏源极电压的方法，由于高的影响，难以实现高压同步整流的功能。
5.有鉴于上述的缺陷，本发明以期创设一种光伏储能llc变换器智能同步整流控制装置和方法，使其更具有产业上的利用价值。


技术实现要素：

6.为解决上述技术问题，本发明的目的是提供一种光伏储能llc变换器智能同步整流控制装置和方法，可以减小变换器的导通损耗，优化系统效率。
7.本发明的一种光伏储能llc变换器智能同步整流控制装置和方法，包括原边半桥变换电路、谐振电路、副边全波整流电路；所述原边半桥变换电路包括上桥臂开关管q1和下桥臂开关管q2，上桥臂开关管q1和下桥臂开关管q2的中点与谐振电感一端相连接；所述谐振变换器件包括谐振电感lr、变压器和谐振电容cr，所述谐振电容cr与谐振电感lr的左端相连接，谐振电感右端与变压器的激磁电感lm上端相连接；所述变压器包含励磁电感lm，与下桥臂开关管q2相连接；所述副边全波整流电路包括开关管s1和开关管s2，带中心抽头的变压器中点连接输出电容co和负载ro，带中心抽头的变压器上端与副边上管的gan漏极相连接，带中心抽头的变压器下端与副边下管的gan漏极相连接；副边上管gan的源极与副边下管的gan源极连接在一起，并于输出电容和输出负载的地极相连接。
8.所述采样电路与dsp相连接，通过采集输出电压和输出电流，将信号传递给dsp的adc中，并在dsp中将采样信号进行运算，得到实际的电压电流值。
9.所述原边驱动电路的驱动信号与dsp相连接，通过接收dsp中的pwm信号，将驱动信
号放大并隔离输送至gan的控制引脚。
10.所述副边驱动电路分别与dsp和arm控制相连接，通过接收dsp控制器和arm的pwm信号，并将信号输出至单刀双掷开关。
11.所述装置基于llc变换器的等效输出模型，通过计算频率和输出等效负载在dsp中计算同步整流时间，设置原副边开关管开通瞬间一致，而副边开关管关断时间由dsp计算的同步整流时间决定。
12.所述智能算法模块通过arm模块进行计算，与dsp的通信部分相连接，通过spi进行数据交互，其数据来源是与dsp控制器进行数据交互，由神经元网络进行数据拟合，寻找出最优的sr同步整流时间。
13.所述单刀双掷开关，一边与dsp相连接的副边驱动电路相连接，一边与arm控制器相连接的副边驱动电路相连接，一边与副边的gan控制引脚相连接。。当arm控制器中的神经元网络同步整流计算出的时间与dsp中计算出的同步整流时间近乎一致的时候，通过单刀双掷开关，将传统的dsp模块控制的副边驱动信号切换为原边的驱动信号。所述开关管q1和q2，s1和s2均为gan管。
14.本发明还提供了以下技术方案：
15.一种光伏储能llc智能同步整流算法，所述算法在arm控制器中运行，依据dsp中传输过来的信号，运用神经元网络算法，计算sr管的开通时间。
16.其神经元网络的sr导通函数简单计算模型为：
17.预测函数：h
θ
(x)＝θ0+θ1x
18.在上式中h
θ
(x)表述sr管导通时间预测的值，x表示负载大小，θ0和θ1表示预测系数。
19.代价函数：
20.在上式中，目的是为了求出最小的j(θ0,θ1)，其中，m表示数据集的大小，h
θ
(x(i))表示第i个数据的预测值，而y(i)表示第i个数据的确切导通时间。
21.求解最小j(θ0,θ1)需要用到梯度下降函数：
22.在上式中，α表示及其学习速率，一般选取默认值。
23.所述方法采用的控制电路包括llc变换器、dsp控制器、arm控制器、采样电路和驱动信号隔离电路，所述的llc变换器包括半桥变换电路、谐振电路和副边全波整流电路。
24.所述llc变换器正常工作时，主要控制步骤如下：
25.(1)采样电路将输出电流io、输出电压vo以及输出母线电压v
in
输入至dsp中；该信号在dsp中经过pi算法之后，得到原边驱动信号；原边驱动信号经过信号隔离电路之后输入给原边的gan管，实现对输出电流io、输出电压vo的控制。
26.(2)利用采样得到的电压、电流信号，计算输出等效负载，并依据pi调节器计算出开关频率，并计算同步整流时间。
27.(3)利用信号传输，将采样得到的输出电流io、输出电压vo以及输出母线电压v
in
、等效负载都传输给arm控制器，在arm控制器中，运用神经元网络算法，计算出副边的同步整流时间。
28.(4)利用单刀双掷开关，在arm控制器中计算出的同步整流时间等于dsp中计算出的同步整流时间之后，采用arm控制器中输出的副边驱动信号。
29.(5)同步整流管s1和s2开通时刻与原边开关管q1和q2相同，但关断时间由计算出的同步整流时间决定。
30.进一步的，所述llc变换器正常工作时，利用采样电路得到的输出电压和输出电流，计算等效输出负载，不增加额外的采样电路，简化电路并降低成本。
31.上述方案，本发明至少具有以下优点：
32.1、本发明能够降低llc运行的导通损耗，实现了高效率、高功率密度、高可靠性、控制简单等优势；
33.2、本发明在全负载、宽输入电压范围使用同步整流zvs开通，大幅度减小开关损耗；
34.3、本发明使用电路已有的电压、电流采样信号，计算等效输出负载，不额外增加其他的采样电路，所用元器件较少，电路简单且可靠性高。
35.上述说明仅是本发明技术方案的概述，为了能够更清楚了解本发明的技术手段，并可依照说明书的内容予以实施，以下以本发明的较佳实施例并配合附图详细说明如后。
附图说明
36.为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，应当理解，以下附图仅示出了本发明的某个实施例，因此不应被看作是对范围的限定，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他相关的附图。
37.图1是本发明正常运行控制框图
38.图2是本发明正常运行流程图
39.图3是llc电压增益图
40.图4是本发明正向运行控制波形图(小于谐振点)
41.图5是本发明正向运行控制波形图(大于谐振点)
42.其中，图中；
43.1、llc谐振变换器；2、采样电路；3、原边驱动电路；4、dsp控制器；5、arm控制器；6、副边驱动电路；7、单刀双掷开关；
44.图中元器件符号说明：
[0045]vin
输入直流电压lr谐振电感vo输出直流电压cr谐振电容io输出直流电流lm励磁电感q1、q2gani
lr
谐振电流s1、s2gani
lm
励磁电流fr谐振频率n变压器变比co输出滤波电容
ꢀꢀ
具体实施方式
[0046]
下面结合附图和实施例，对本发明的具体实施方式作进一步详细描述。以下实施例用于说明本发明，但不用来限制本发明的范围。
[0047]
如图1所示，本发明的一种llc变换器智能同步整流控制装置，包括llc谐振变换器1；采样电路2；原边驱动电路3；dsp控制器4；arm控制器5；副边驱动电路6；单刀双掷开关7；
[0048]
所述的llc谐振变换器1包括原边半桥变换电路、谐振电路、副边全波整流电路；所述原边半桥变换电路包括上桥臂开关管q1和下桥臂开关管q2，上桥臂开关管q1和下桥臂开关管q2的中点与谐振电感lr一端相连接；所述谐振电路包括谐振电感lr、变压器和谐振电容cr，所述谐振电容cr与谐振电感lr的左端相连接，谐振电感lr右端与变压器的激磁电感lm上端相连接；所述变压器包含激磁电感lm，与下桥臂开关管q2相连接；所述副边全波整流电路包括开关管s1和开关管s2，带中心抽头的变压器中点连接输出电容co和负载ro，带中心抽头的变压器上端与副边全波整流电路上管的gan漏极相连接，带中心抽头的变压器下端与副边全波整流电路下管的gan漏极相连接；副边全波整流电路上管gan的源极与副边全波整流电路下管的gan源极连接在一起，并于输出电容和输出负载的地极相连接。
[0049]
所述采样电路2与dsp控制器4相连接，通过采集输出电压和输出电流，将信号传递给dsp控制器4的adc中，并在dsp控制器4中将采样信号进行运算，得到实际的电压电流值。
[0050]
所述原边驱动电路3的驱动信号与dsp控制器4相连接，通过接收dsp控制器4中的pwm信号，将驱动信号放大并隔离输送至gan的控制引脚。
[0051]
所述副边驱动电路6分别与dsp控制器4和arm控制器5相连接，通过接收dsp控制器4和arm控制器5的pwm信号，并将信号输出至单刀双掷开关7。
[0052]
所述装置基于llc谐振变换器1的等效输出模型，通过计算频率和输出等效负载，在dsp控制器4中计算同步整流时间，设置原副边开关管开通瞬间一致，而副边开关管关断时间由dsp控制器4计算的同步整流时间决定。
[0053]
所述智能算法模块通过arm控制器5进行计算，数据来源是与dsp控制器4进行数据交互，由神经元网络进行数据拟合，寻找出最优的sr同步整流时间。当神经元网络同步整流计算出的时间与dsp控制器4中计算出的同步整流时间近乎一致的时候，通过单刀双掷开关7，将传统的dsp控制器4控制的副边驱动信号切换为原边的驱动信号。
[0054]
所述开关管q1和q2，s1和s2均为gan管。
[0055]
所述llc谐振变换器正常工作时，主要控制步骤如下：
[0056]
(1)采样电路将输出电流io、输出电压vo以及输出母线电压v
in
输入至dsp控制器4中；该信号在dsp控制器4中经过pi算法之后，得到原边驱动信号；原边驱动信号经过信号隔离电路之后输入给原边的gan管，实现对输出电流io、输出电压vo的控制。
[0057]
(2)利用采样得到的电压、电流信号，计算输出等效负载，并依据pi调节器计算出开关频率，并计算同步整流时间。
[0058]
(3)利用信号传输，将采样得到的输出电流io、输出电压vo以及输出母线电压vin、等效负载都传输给arm控制器，在arm控制器中，运用神经元网络算法，计算出副边的同步整流时间。
[0059]
(4)利用单刀双掷开关，在arm控制器中计算出的同步整流时间等于dsp控制器(4)中计算出的同步整流时间之后，采用arm控制器中输出的副边驱动信号。
[0060]
(5)同步整流管s1和s2开通时刻与原边开关管q1和q2相同，但关断时间由计算出的同步整流时间决定。
[0061]
下面结合附图进一步说明本发明的llc智能同步整流控制方法：
[0062]
llc变换器运行时，采用脉冲频率调制方法(pfm)控制，通过调节llc变换器的开关频率，实现对输出电压或电流的闭环控制。图1给出了llc变换器双向同步整流控制方法的正向原理框图。控制流程如图2所示，步骤如下：
[0063]
第一，采集输出电流io和输出电压vo，经采样电路输入dsp(tms32028377)中；该信号与dsp内输出电流参考i
ref
或输出电压参考v
ref
比较得到误差信号，该误差信号经pi控制器计算后，与三角载波比较得到pfm信号；pfm信号送入光耦隔离驱动电路得到llc变换器原边开关管的驱动信号。
[0064]
本发明控制方法在正向充电时，输出-输入电压增益调节通过改变llc原副边开关管的工作频率实现，建立电路模型，可得输出电压vo和输入电压vin的关系为：
[0065][0066]
其中，q为电路品质因数，fn为归一化频率，λ为激磁电感与谐振电感比值，n为变压器变比。
[0067]
图3为输出-输入电压增益m与开关频率fn的关系曲线。据此曲线可得到在不同输出电压下开关管的工作频率。
[0068]
图4所示为开关频率小于谐振点时，原边驱动波形和副边同步整流驱动波形。由该图可得，在重载和轻载条件下，所提同步整流控制算法能够很好地跟踪负载变化，调整同步整流的导通占空比，降低同步整流管体二极管的导通损耗，提高效率。
[0069]
图5所示开关频率大于谐振点时，原边驱动波形和副边同步整流驱动波形。由该图可知，在重载和轻载条件下，所提同步整流控制算法能够很好地跟踪负载变化，调整同步整流的导通占空比，降低同步整流管体二极管的导通损耗，提高效率。
[0070]
第二，根据采样的输出电流io和输出电压vo，计算出输出等效电阻负载，该信号利用已有的采样电路，无需增加新的电路。利用闭环得到的开关频率和采样得到的等效负载，利用神经元网络算法，计算得到同步整流管的导通时间。
[0071]
第三，同步整流管开通时刻和原边相同。根据所建模型计算出的同步整流导通时间，同步整流管关断时刻等于原边时刻加上计算出的导通时间。在dsp中，将同步整流管的导通时间经过换算得到比较寄存器的比较值，得到pfm信号。利用光耦隔离芯片和驱动器，输出同步整流管驱动信号。
[0072]
以上所述仅是本发明的优选实施方式，并不用于限制本发明，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明技术原理的前提下，还可以做出若干改进和变型，这些改进和变型也应视为本发明的保护范围。