一种反激变换器和IGBT驱动电源的制作方法

一种反激变换器和igbt驱动电源
技术领域
1.本发明涉及电力电子技术领域，更具体地说，涉及一种反激变换器和igbt驱动电源。


背景技术：

2.反激变换器本质上属于buck-boost变换器，其输入端与输出端电气隔离，在隔离式开关电源中受到了广泛应用。但现有的反激变换器的控制回路设计复杂，导致布线面积大、成本高，且无法实现反激变换器的宽范围输出。


技术实现要素：

3.有鉴于此，本发明提供一种反激变换器和igbt驱动电源，以简化反激变换器的控制回路设计和实现反激变换器的宽范围输出。
4.一种反激变换器，包括：主回路和控制回路；所述主回路包括：变压器t1、开关管q1、采样电阻r
sense
、电容c
out
和二极管d3；开关管q1、采样电阻r
sense
以及变压器t1的原边绕组相串联后接入直流电源；电容c
out
与二极管d3组成的整流滤波电路并联接在变压器t1的副边绕组上；所述控制回路内设置有反馈电阻r
adj
；所述控制回路用于将变压器t1以磁感应方式传递到原边的电压信号转换为流经反馈电阻r
adj
的电流信号，据此计算得到变压器t1的副边电压，然后基于变压器t1的副边电压计算值和原边电流采样值进行闭环控制，得到开关管q1的pwm信号。
5.可选的，所述控制回路包括：钳位电路、镜像电流源、开关控制电路、反馈电阻r
adj
和采样保持误差放大器ea；其中，所述镜像电流源的第一电源端接变压器t1的原边绕组的一端、所述直流电源的正极以及所述钳位电路的一端；所述镜像电流源的第二电源端接反馈电阻r
adj
的一端和所述钳位电路的另一端；反馈电阻r
adj
的另一端接变压器t1的原边绕组的另一端adj-；所述钳位电路用于将变压器t1的原边绕组的另一端adj-的电压钳位到所述直流电源的输出电压；所述镜像电流源的输出电流支路上串联有电阻r
ref
；采样保持误差放大器ea的反相输入端接收电阻r
ref
上的电压，同相输入端接收基准电压v
iref
，采样保持误差放大器ea的输出端接开关控制电路；所述开关控制电路用于根据采样电阻r
sense
上的电流和采样保持误差放大器ea的输出电压的变化进行闭环控制，输出开关管q1的pwm信号。
6.可选的，所述钳位电路包括反向并联的两个二极管。
7.可选的，所述开关管q1为mosfet。
8.可选的，所述主回路还包括并联在所述直流电源上的输入电容。
9.可选的，变压器t1的磁芯呈工字形，包括两侧边柱以及连接在两侧边柱之间的中柱；变压器t1还包括搭在两侧边柱上表面的盖板，盖板到边柱的距离决定变压器的气隙。
10.可选的，盖板边角处开沟槽，用来固定原副边绕线到电极上。
11.可选的，变压器t1的磁芯采用高饱和磁通的镍锌铁氧体材料。
12.一种igbt驱动电源，包括：数字隔离器、推挽电路以及上述公开的任一种反激变换器；所述数字隔离器用于将igbt的pwm信号通过所述数字隔离器耦合到所述推挽电路的输入端，所述推挽电路的输出端接igbt的门极，所述数字隔离器的原边和所述反激变换器的原边由同一电源供电，所述数字隔离器的副边由所述反激变换器的输出电压供电。
13.可选的，所述数字隔离器为容耦。
14.从上述的技术方案可以看出，已知开关管q1的pwm信号影响反激变换器的输出电压vout，基于变压器t1原副边信号进行闭环控制可以得到需要的pwm信号，但同时采样变压器t1原副边信号会导致布线面积大、成本高，所以本发明仅采样变压器t1原边信号，副边信号基于原边信号采样值计算得到，这样就简化了反激变换器的控制回路设计。另外，通过调节反馈电阻r
adj
的阻值可以改变反馈电阻r
adj
上的电流，进而改变本发明进行闭环控制所需的副边信号也即副边电压计算值，所以通过调节反馈电阻r
adj
的阻值可以改变输出电压vout，实现了反激变换器的宽范围输出。
附图说明
15.为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
16.图1为本发明实施例公开的一种反激变换器结构示意图；图2为本发明实施例公开的又一种反激变换器结构示意图；图3为本发明实施例公开的又一种反激变换器结构示意图；图4为本发明实施例公开的一种变压器的正视图；图5为本发明实施例公开的一种变压器的侧视图；图6为本发明实施例公开的一种igbt驱动电源结构示意图；图7为本发明实施例公开的一种igbt驱动电源封装示意图。
具体实施方式
17.下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，以下所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
18.参见图1，本发明实施例公开了一种反激变换器，包括：主回路和控制回路；所述主回路包括：变压器t1、开关管q1、采样电阻r
sense
、电容c
out
和二极管d3；开关管q1、采样电阻r
sense
以及变压器t1的原边绕组相串联后接入直流电源；电容c
out
与二极管d3
组成整流滤波电路并联接在变压器t1的副边绕组上；开关管q1在所述控制回路输出的pwm信号的控制下导通和关断，使得变压器t1的原边绕组上产生方波信号，变压器t1将该方波信号以磁感应方式传递到副边绕组，通过电容c
out
和二极管d3的滤波整流作用，在输出端得到稳定的直流电压vout，vout大小取决于开关管q1的pwm信号的占空比和频率。
19.所述控制回路内设置有反馈电阻r
adj
；所述控制回路用于将变压器t1以磁感应方式传递到原边的电压信号转换为流经反馈电阻r
adj
的电流信号，据此计算得到变压器t1的副边电压，然后基于变压器t1的副边电压计算值和原边电流采样值进行闭环控制，得到开关管q1的pwm(pulse width modulation，脉冲宽度调制)信号。
20.由上述描述可知，已知开关管q1的pwm信号影响输出电压vout，基于变压器t1原副边信号进行闭环控制，可以得到需要的pwm信号，但同时采样变压器t1原副边信号会导致布线面积大、成本高，所以本发明实施例仅采样变压器t1原边信号，副边信号基于原边信号采样值计算得到，这样就简化了反激变换器的控制回路设计。另外，通过调节反馈电阻r
adj
的阻值可以改变反馈电阻r
adj
上的电流，进而改变本发明实施例进行闭环控制所需的副边信号也即副边电压计算值，所以通过调节反馈电阻r
adj
的阻值可以改变输出电压vout，实现了反激变换器的宽范围输出。
21.可选的，如图2所示，所述控制回路包括：钳位电路、镜像电流源、开关控制电路、反馈电阻r
adj
和采样保持误差放大器ea；其中，所述镜像电流源的第一电源端接变压器t1的原边绕组的一端、所述直流电源的正极以及所述钳位电路的一端；所述镜像电流源的第二电源端接反馈电阻r
adj
的一端和所述钳位电路的另一端；反馈电阻r
adj
的另一端接变压器t1的原边绕组的另一端adj-（以下简称为引脚adj-）；所述直流电源的输出电压为vin，所述钳位电路用于将引脚adj-电压钳位到vin；所述镜像电流源的输出电流支路上串联有电阻r
ref
，采样保持误差放大器ea的反相输入端接收电阻r
ref
上的电压，采样保持误差放大器ea的同相输入端接收基准电压v
iref
；采样保持误差放大器ea的输出端接开关控制电路；开关控制电路用于根据采样电阻r
sense
上的电流和采样保持误差放大器ea输出电压的变化进行闭环控制，输出开关管q1的pwm信号。
22.下面，对图2所示方案的工作原理进行详述：当开关管q1导通时，直流电源输出电流通过变压器t1原边绕组、开关管q1和采样电阻r
sense
流向大地，变压器t1原边绕组上的电流和变压器t1磁芯中的磁感应强度增加，在变压器t1磁芯中储能能量；在变压器t1副边绕组中产生的感应电压是反向的，二极管d3反向截止，变压器t1副边绕组上的电流变为零，此时，由电容c
out
向负载r
load
提供电压和电流。
23.当开关管q1 关断时，变压器t1原边绕组上的电流为零，同时变压器t1磁芯中的磁感应强度开始下降，在变压器t1副边绕组上感应出正向电压，此时二极管d3正向导通，变压器t1副边绕组上感应出的正向电压向电容c
out
和负载r
load
提供电压和电流（即变压器t1磁芯中存储的能量释放至电容c
out
和负载r
load
中），以补偿电容c
out
单独向负载r
load
提供电压和电流所消耗的能量。
24.当开关管q1 关断时，引脚adj+与电源电压vin之差为：vadj+
= (vout + v
f + is
•ꢀ
esr)
ꢀ•ꢀnps
式中，vout表示反激变换器输出电压；vf表示二极管d3的正向导通电压；is表示变压器t1副边电流；esr表示变压器t1副边电路总阻抗；副边电路总阻抗是等效出来的，包括电容c
out
的电阻、线路上的电阻以及变压器t1的副边绕组的电阻；n
ps
表示变压器原边与副边的匝数比。
25.由于钳位电路的存在，引脚adj+与电源电压vin之差v
adj+
即为反馈电阻r
adj
上的电压。
26.变压器t1磁芯中的能量释放完后，副边电流is变为0，变压器t1副边绕组上的电压下降，变压器t1副边绕组上电压的变化反馈到原边转变为电流信号i
ref
的变化，具体为变压器t1副边绕组上的电压下降使得反馈电阻r
adj
上的电压v
adj+
下降，反馈电阻r
adj
上的电流即电阻r
ref
上的电流i
ref
随之减小，电阻r
ref
上的电压减小，采样保持误差放大器ea的反相输入端电压小于基准电压v
iref
，采样保持误差放大器ea输出电压改变。
27.而镜像电流源本身特性是保证电流i
ref
与基准电流if成固定比例，所以电流i
ref
减小后又会被迅速拉回原始值，由于放大器输入端虚短，且整个环路增益较高，使得电阻r
ref
上的电压几乎等于基准电压v
iref
，则反馈电阻r
adj
上的电压v
radj
为：v
radj
=(v
iref
/r
ref
)
×radj
=i
ref
×radj
当副边电流is为0时，根据前两个公式可得出vout=(r
adj
/n
ps
)
×iref-vf。
28.由于n
ps
、i
ref
、vf均为固定值，所以只需改变反馈电阻r
adj
的阻值即可调节输出电压vout。
29.另外，由采样保持误差放大器ea输出电压可以计算出副边电压，所述开关控制电路在副边电压开始下降时，控制开关管q1开通，在原边电流也即采样电阻r
sense
上的电流达到预设值时，控制开关管q1关断。
30.可选的，在上述公开的任一实施例中，参见图3，所述钳位电路包括反向并联的两个二极管d1和d2。
31.可选的，在上述公开的任一实施例中，仍参见图1、图2或图3，所述开关管q1为mosfet(metal-oxide-semiconductor field-effect transistor，金属氧化物半导体场效应晶体管)，但并不局限。
32.可选的，在上述公开的任一实施例中，仍参见图1、图2或图3，所述主回路还包括并联在所述直流电源上的输入电容cin。
33.可选的，在上述公开的任一实施例中，变压器t1的磁芯采用高饱和磁通的镍锌铁氧体材料。
34.可选的，在上述公开的任一实施例中，如图4所示，变压器t1的磁芯呈“工字”形，包括两侧边柱11以及连接在两侧边柱之间的中柱12；变压器t1还包括搭在所述两侧边柱11上表面的盖板10，通过调节盖板10到边柱11的距离来改变变压器的气隙15，便于控制电感量，增加饱和电流，同时使变压器的磁导率和电感量不易受温度的变化影响；盖板10边角处开沟槽13，留出空隙用来固定原副边绕线14到电极16上，这种设计可防止变压器焊接在基板上时绕线线头脱落，增加了变压器的可靠性。图5为变压器t1的侧视图，并标注出了变压器
t1的原边5和副边6。
35.此外，本发明实施例还公开了一种igbt(insulated gate bipolar transistor，绝缘栅双极晶体管)驱动电源，包括：数字隔离器、推挽电路以及上述公开的任一种反激变换器，如图6所示；所述数字隔离器用于将igbt的pwm信号通过所述数字隔离器耦合到所述推挽电路的输入端，所述推挽电路的输出端接igbt的门极，所述数字隔离器的原边和所述反激变换器的原边由同一电源供电，所述数字隔离器的副边由所述反激变换器的输出电压供电。
36.数字隔离器是一种在电气隔离器状态下实现数字信号传递的器件，其在反激变换器提供的电力支撑下稳定驱动igbt。本发明实施例将数字隔离器和反激变换器集成于一体，而且由于反激变换器简化了控制回路设计和实现了反激变换器的宽范围输出，所以基于此得到的igbt驱动电源功率密度高、体较小、成本低，应用场合广泛。在一个实际应用场景下，所述igbt驱动电源的塑封材料、内部器件和基板三部分进行组装后，所述igbt驱动电源封装尺寸可达到15mm*11mm*4.5mm，105℃下最大输出功率为1.5w，如图7所示。
37.可选的，所述数字隔离器例如为容耦，但并不局限。
38.本说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可，不再赘述。
39.本发明的说明书和权利要求书及上述附图中的术语“第一”、“第二”等是用于区别类似的不同对象，而不必用于描述特定的顺序或先后次序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、商品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、商品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个”限定的要素，并不排除在包括要素的过程、方法、商品或者设备中还存在另外的相同要素。
40.对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明实施例的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本发明实施例将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。