含LCL和可变电容复合结构的无线电能传输系统设计方法

含lcl和可变电容复合结构的无线电能传输系统设计方法
技术领域
1.本发明属于无线电能传输领域，具体涉及一种含lcl和可变电容复合结构的无线电能传输系统设计方法。


背景技术：

2.汽车的能量补给手段很多，如充电站或无线、有线充电，以及直接更换电池。电池的替换还涉及到必须建造大规模的充换电站，而充换电站又需要同时满足各类、品牌的动力电池供给，因此建造和运维的成本都较高；而有线传输充电技术需要在更换过程中拔插插头，插头和插座相互之间形成的物理损坏，加速设备老化过程，并形成电火花，很多时候可能还会有漏电的隐患，导致触电起火等事件，而且在恶劣环境下也无法保障其安全使用。所以，与传统电池的替换以及有线快速传送充电技术一样，无线电电子计量学能传送技术，其发送端与接收端相互之间利用高频化电压所形成的电磁场实现能量传递，无电气连接，因此具有敏感度高、安全可靠强和应用简便等优势。无线充电过程中，由于在原副边侧能量传输中间并无引线相连，所以既不会形成火花和电碰风险，也没有形成引线中间的积尘现象，从而有效降低了接触损失，也无机械损坏。因此设备维修成本也相对较少，安全和可信度也相对较高，是现有充电技术的补充和未来的发展趋势。
3.目前，在便携式电子设备上，无线充电已经发展到了相对成熟的阶段。诸如如今的智能手机，几乎都具有无线充电的功能。在小功率设备上发展迅速，反观电动汽车等大功率设备的无线充电领域，如今的研究似乎到达了一个瓶颈，不管是理论的研究或是技术层面的分析，都亟待一个良好的契机上升到新的阶段。国内外电动汽车无线充电的方法很多，但实际能使用在实际生活中的仅占少部分，而且大多是磁感应耦合式、或电磁相互耦合的谐振方式，其充电拓扑结构也层出不穷，有些能满足恒流、恒压等充电方式。由于磁耦合谐振式对系统的拓扑结构、参数等要求较高，现有技术的大多数无线电能传输系统无法在恒流与恒压切换模式下保持磁耦合谐振状态。
4.无线充电方式有着安全系数高，解决土地资源等优点，能较好地解决如今传统电动汽车等充电存在的诸多问题。但是无线充电想要被世人广泛接受应用，目前仍需要解决较多存在的不足，如在传输过程中的功率大小问题、接收发线圈的耦合系数变化问题、异物遮挡问题等，否则，单纯的理论推导对电动汽车无线充电的发展将毫无意义。
5.因此，本发明对如今电动汽车无线充电进行研究分析优化，提出新的补偿拓扑网络、设计一种新的接收发线圈缠绕方式、提出一种新的参数设计方法等，以此来解决无线充电现存的诸多问题。


技术实现要素：

6.本发明的目的是针对上述问题，提供一种含lcl和可变电容复合结构的无线电能传输系统设计方法，原边补偿网络采用lcl补偿网络，副边补偿网络采用可变补偿电容，在保持系统磁耦合谐振式的基础上，提供恒流、恒压和最大输出功率3种充电方式，实现高效
率的充电。
7.本发明设计的无线电能传输系统包括电压型全控桥型高频逆变器、原边补偿网络、松耦合变压器、副边补偿网络和整流滤波电路。直流电源经过高频逆变后，得到高频交流电，经过原边补偿网络，然后高频交流电在松耦合变压器里建立起高频感应磁场，通过发射线圈传递到副边的接收线圈，副边中得到高频交流电后，经副边补偿网络后再经整流滤波，得到稳定的直流电，最终传递到负载进行供电。
8.所述副边补偿网络是磁能再生开关(magnetic energy recovery switch,mers)控制的可变补偿电容，副边补偿网络包括开关管s1、开关管s2、开关管s3和开关管s4，开关管s1、开关管s2、开关管s3和开关管s4组成全桥式结构，其中开关管s1、开关管s2为全桥结构的上桥臂，直流电容c
dc
与开关管s2、开关管s4组成的桥臂的两端并联，电感l的一端与开关管s1的源极、开关管s2的漏极连接，电感l的另一端作为副边补偿网络的输入端，副边补偿网络的每个开关管均反并联二极管。
9.无线电能传输系统的副边侧包含星型连接的可变补偿电容c
k1
、c
k2
、c
k3
。
10.本发明的技术方案是含lcl和可变电容复合结构的无线电能传输系统设计方法，包括：
11.1)分析原边侧电流特性；
12.2)分析确定原边侧的逆变器实现零开关(zero voltage switch,zvs)的条件；
13.3)推导得到可变补偿电容的等效容抗值，分析可变补偿电容的等效容抗特性；
14.4)计算得到恒流输出模式的谐振频率以及恒流输出模式下系统的输出电流；
15.5)计算恒压输出模式的谐振频率以及恒压模式下系统的输出电压，并计算得到实现恒压模式的可变补偿电容c
k1
、c
k2
、c
k3
的电容值；
16.6)求解得到实现最大功率输出的可变补偿电容c
k1
、c
k2
、c
k3
的电容值。
17.优选地，原边补偿网络采用lcl补偿网络，包括星型连接的电感l
in
、电容c
p
和电感l
p
。
18.lcl补偿网络恒流特性：
[0019][0020]
式中u
in
为输入电压；i
p
表示输出电流；
[0021]
根据上式分析可得，系统的输出电流不随负载电阻的变化而发生改变，能够实现系统的恒流输出。
[0022]
lcl补偿网络恒压特性：
[0023][0024]
其中ur表示负载两端电压；
[0025]
根据上式分析可得，系统的输出电压不随负载电阻的改变而改变，能够实现系统的恒压输出。
[0026]
所述无线电能传输系统副边采用同步相移控制方法使mers两侧的电压波形发生改变，使mers等效为一个可变容抗。在同步相移控制作用下，尽管电压波形发生了变化，但
依然为周期性波形，便可以对其进行数学处理。令xc为mers中直流电容的容抗，则mers两端电压的值为：
[0027][0028]
对上式进行傅里叶分解后，将其展开，整理后取其基波项，可以得到任意角度时mers的电压瞬时值为：
[0029][0030]
式中，i1代表基波电流有效值，α代表导通角，β表示相位角。由此可以得到mers的基波电压有效值为：
[0031][0032]
故分解可得：
[0033][0034]
由上式分析得出，在直流电容值恒定的情形下,mers的等效容抗电阻值伴随导通角α的影响而发生变化，呈现出负相关特性。
[0035]
无线电能传输系统发射端具有原边输出恒定电流特性、发射端的电流放大特性以及原边逆变器的零电压开关(zerovoltageswitch，zvs)特性；而针对系统工作状态，无线电能传输系统具有恒流输出、恒压输出及最大输出功率3种输出模式。
[0036]
相比现有技术，本发明的有益效果包括：
[0037]
1)本发明方法实现了系统恒流输出、恒压输出及最大功率输出3种模式，可对电池阶段式充电，满足电动汽车恒流-恒压的充电需求；在磁耦合系数受干扰因素影响而无法保持在最在值时，本发明得到的无线电能传输系统能始终维持在最大功率输出。本发明设计的无线电能传输系统成本低。
[0038]
2)本发明通过在无线电能传输系统发射端采用lcl补偿网络，并结合参数设计，实现了无线电能传输系统发射端的恒流、恒压输出；
[0039]
3)本发明利用lcl补偿网络的参数设置，使逆变器输出电压相位超前电流相位，实现了零电压开关；
[0040]
4)本发明通过在无线电能传输系统接收端设计3个mers控制的可变补偿电容，提高了接收端充电控制的灵活性，可变补偿电容能够依据其灵活的动态特性，应对各种情况，使整个系统始终工作在磁耦合谐振状态下，提高系统的稳定性。
附图说明
[0041]
下面结合附图和实施例对本发明作进一步说明。
[0042]
图1为本发明实施例的lcl补偿网络的电路图。
[0043]
图2为本发明实施例的mers的电路图。
[0044]
图3为本发明实施例的同步相移控制的波形图。
[0045]
图4为本发明实施例的mers的等效容抗曲线图。
[0046]
图5为本发明实施例的无线电能传输系统发射端的等效电路图。
[0047]
图6为本发明实施例的无线电能传输系统接收端的等效电路图。
[0048]
图7为本发明实施例的无线电能传输系统的电路图。
具体实施方式
[0049]
本发明设计了一种复合结构型icpt系统，该系统采用了电压型全控桥型高频逆变器，接着对拓扑结构进行了设计，采用lcl-复合型原创拓扑结构，副边侧系统包含3个mers控制的可变补偿电容，得到了lcl-可变补偿电容复合型磁耦合谐振式无线电能传输系统，如图7所示。
[0050]
如图1所示，lcl补偿网络在结构上由电感l
in
与电感l
p
和电容c
p
的并联电路串联而构成。它是基本补偿拓扑的衍生网络，因此在一定的参数设计下，能实现系统的恒流、恒压输出。从电源端观测的总输入阻抗为：
[0051][0052]
化简后得到输入电流i
in
和输出电流i
p
分别为：
[0053][0054][0055]
使上式中包含r的多项式为0，即使电流与r无关：
[0056]
r(1-ω2l
incp
)＝0
[0057]
故可得到恒流输出状态下的谐振频率为：
[0058][0059]
综上，得到恒流模式下系统输出电流为：
[0060][0061]
从上式中分析可得，当系统的谐振频率ω为某一定值时，系统的输出电流与负载电阻大小没有关联，能够实现系统的恒流输出。
[0062]
从图1中可得到负载两端电压为：
[0063][0064]
令包含r的多项式为0，即使得电压与r无关：
[0065]
[0066]
故可得到恒压输出状态下的谐振频率为：
[0067][0068]
得到恒压模式下系统的输出电压为：
[0069][0070]
从上式中分析可得，当系统谐振频率ω为某一定值时，系统的输出电压与负载电阻大小没有关联，能够实现系统的恒压输出。
[0071]
在设计的拓扑结构中，副边侧采用了由mers控制的可变补偿电容，采用其的目的是为了在阶段式充电的过程中，可变补偿电容能够依据其灵活的动态特性，应对各种情况，使整个系统始终工作在磁耦合谐振状态下，使系统能够工作地更加稳定。
[0072]
如图2所示是磁能再生开关mers电路结构图。该电路结构由4个igbt和4个反并联在igbt上的二极管及直流电容c
dc
组成。桥臂上的电感l，是为了防止电路中出现电流骤增的情况。直流电容c
dc
的作用是吸收电路中等效感抗内储存的磁能，并使其再生利用，故称其为磁能再生开关。
[0073]
由图2电路可知，若上桥臂a、b或者下桥臂c、d的两个igbt同时导通，则会导致mers中的c
dc
短路。因为若a、b导通，电流会从a的并联二极管出发，直接流过b，而不会流经c
dc
，从而若想实现mers调节动态电容，只有导通mers中的a、b、c、d其中一个igbt或者对角开关(a-d、b-c)导通。根据不同的开关组合状态，igbt电路的工作状态也不同。
[0074]
不同的开关状态会对应着不同的工作状态，于是就应有相应的控制策略—同步相移控制：以电源电压的相位为参考，改变触发角α(控制开关导通时刻)达到调节直流电容c
dc
的两端电压的作用，从而实现mers等效电容的可变性，同时也可调节无功功率。
[0075]
图3为同步相移控制的波形图。其基本操作过程为：当mers在启动正常操作之后,若开关管a与d同时导通，mers中的直流电容c
dc
便开始进入充电模式，直到直流电容c
dc
两侧的电压值达到最大值后，便进行反向放电。当放电完毕时，a首先切断，此时只有d导通，而mers进入单管旁路模式，此时mers两侧电压为0v。紧接着进入反向充电模式，d断开，另一对对角igbt开关管b与c一同导通，直流电容c
dc
会进入充电模式，直到直流电容c
dc
两侧的电压值达到最大值，然后再进行正相放电。当释放完毕后，b首先断开，此时只有c导通，mers进入单管旁路模式，此时mers两侧电压为0v，直到下一个周期开始的瞬间c关断。
[0076]
同步相移控制能使mers两侧的电压波形发生改变，可以使mers等效为一个可变容抗，但是是否能够得到所需要的具体值，还需要进行验证，接下来将对其等效容抗进行数学上的分析，从理论上推导出其等效容抗特性。
[0077]
从图3观察可得，在同步相移控制作用下，尽管电压波形发生了变化，但依然为周期性波形，便可以对其进行数学处理。令xc为mers中直流电容的容抗，则mers两端电压的值为：
[0078][0079]
式中v
mers
(x)表示副边补偿网络两端的电压；α代表导通角；i(x)表示副边补偿网络电流；i表示副边补偿网络电流有效值；c表示副边补偿网络电容；x表示电流相位角；
[0080]
对上式进行傅里叶分解后，将其展开，整理后取其基波项，可以得到任意角度mers的电压瞬时值为：
[0081][0082]
式中，i0代表基波电流有效值，α代表导通角，β代表相位角。由此可以得到mers的基波电压有效值为：
[0083][0084]
故分解可得：
[0085][0086]
式中x
mers
表示副边补偿网络的等效容抗电阻值；
[0087]
由式(5)可见，在直流电容值不变的情形下，mers的等效容抗值会由于导通点α的变化而产生了负相关特性。
[0088]
在发射端，有原边输出恒定电流特性、发射端的电流放大特性以及原边逆变器的零电压开关特性；而针对系统工作状态，系统能实现恒流输出、恒压输出及二者的切换；此外，该系统还具有最大功率模式。mers的等效容抗值随导通角α的变化曲线如图4所示。
[0089]
由图4分析可以得出，mers通过调节其导通角α，就可以达到改变直流电容的充放电状态，进而可以在周期内得到相似于固定电容值的等效电容值，所以,也可利用控制导通角α来获得系统需要的电容值。
[0090]
对lcl-可变补偿电容复合型icpt系统的运行特性进行进一步的分析，较传统icpt二阶补偿，它具有更加优良的性能，而副边侧引用mers，则可以使整个系统更加灵活地发挥其工作特性。该系统在发射端，具有原边的恒定电流功能、发送端的输出电压放大功能和原边逆变器的零电压开关zvs特性；而针对系统工作状态，系统能实现恒流输出、恒压输出及二者的切换；此外，该系统还具有最大功率模式。上述的运行特性在无线充电系统中有着重要的作用，关乎着该系统是否能满足在保持着磁耦合谐振式的状态下，能够切换恒流、恒压、最大功率输出模式三种状态。
[0091]
图5为简化后的发射端系统等效电路，图5中的r
eq
表示接收端总阻抗归算到发射端的反射总阻抗，i1表示逆变器输出电流。
[0092]
令：
[0093][0094]
式中ωn表示网络频率，ω代表开关频率，ω0代表谐振频率，则发射端的品质因数q为：
[0095][0096]
式中r
eq
表示无线电能接收端总电阻归算到发射端的反射总电阻，l1表示电源自
感；
[0097]
原边输出电流i
p
为：
[0098][0099]
式中l
p
表示发射线圈的电感；c1表示发射端等效电容；u表示原边的逆变器输出电压；
[0100]
整理后可得：
[0101][0102]
当1-ωn＝0时，开关频率和谐振频率相当，原边输出电流为：
[0103][0104]
由以上计算可得出，原边输出电流i
p
与系统副边侧无关，即原边输出电流恒定；原边输出电流的相位滞后逆变器输出电压90
°
。
[0105]
其输入端电流放大特性表示为：
[0106]
根据电路原理中的并联分流定理，发射线圈内的电流i
p
可以表示为：
[0107][0108]
原边输出电流i
p
与逆变器输出电流i1的比值为：
[0109][0110]
在lcl-复合型icpt系统的设计中，由于c1取值非常小，可以将负载项忽略。故有：
[0111][0112]
因此，可以通过改变原边侧中补偿电感和发射线圈电感的参数，使得该补偿网络具有电流放大的功能，此外，当补偿电感与发射线圈电感参数相同时，逆变器输出电流与原边输出电流相等。
[0113]
逆变器的zvs特性：
[0114]
令l
p
＝λl1[0115]
从逆变器两端观测的输入阻抗为：
[0116][0117]
整理得：
[0118][0119]
同样，当1-ωn＝0时，即开关频率与谐振频率相等，逆变器输出电流还可表示为：
[0120][0121]
逆变器输出电流、电压之间最大的相位差值是：
[0122][0123]
当逆变器输出电压相位超前电流相位时，可以得到零电压开关特性。所以在lcl网络中的l1一值超过l
p
时，系统逆变器的开关管才能实现zvs特性。
[0124]
为了研究该拓扑网络的系统输出特性，简化后的接收端系统等效电路如图6所示；
[0125]
其输出恒流特性表示为：
[0126]
令ls＝βl
20
[0127]
根据经典电路理论，由图6得：
[0128][0129]
式中us表示发射端电压；i
in
表示发射端电流；i
out
表示接收端电流；
[0130]
所以当时，有：
[0131]iout
＝-jωc
k3us
[0132]iin
的系数为0时，i
out
仅与c
k3
和us有关，与r
l
、i
in
无关，当c
k3
为定值时，系统保持恒流输出。
[0133]
同时，系统需保持运行在磁耦合谐振状态，而且其恒流条件又满足耦合谐振条件，所以可以选择c
k1
＝c
k3
，故当c
k3
电容值确定时，可以得到：
[0134][0135][0136]
根据式(7)和式(8)可计算出lcl-复合型icpt系统恒流输出时3个可变补偿电容的电容值。
[0137]
由图6，其输出恒压特性表示为：
[0138]
由：
[0139][0140]
可得：
[0141][0142]
为了计算方便，令：
[0143][0144][0145]
根据经典电路理论有：
[0146]us
＝i
inzin
+i
outzout
+u
out
[0147][0148]
当1/r
l
前面的系数(z
in
/jωc
k3zin
+1+z
out
)为0时，负载r
l
的电压u
out
与r
l
的大小无关。可以得到在耦合谐振情况下的恒压输出的c
k1
、c
k2
、c
k3
的电容值：
[0149][0150][0151][0152]
由上式可计算出lcl-复合型icpt系统恒压输出时3个可变补偿电容的电容值。
[0153]
实际的充电过程中，发送端和接收端线圈之间可能由于各种不稳定原因而不能充分对应，进而造成耦合系数减小，充电效果降低,系统也不能保证最大的电力输出功率。对本发明的无线电能传输系统的副边结构形式中3个不同补偿电容的电容值通过通过转换相互匹配,即可达到的最佳频率输出范围。
[0154]
其最大功率输出特性：
[0155]
系统最大传输功率条件为：
[0156][0157]
其中z
eq
表示等效阻抗，表示负载阻抗的共轭值。所以当互感线圈的互感系数m
ps
变化后，为了使整个系统工作在磁耦合谐振状态，同时实现恒定最大功率的条件为：
[0158][0159]
[0160][0161]
式中a1表示发射端开关频率；a2表示发射端谐振频率；b1表示接收端开关频率；b2表示接收端谐振频率；
[0162][0163]
式(13)(14)(15)提供了在其他系统参数保持不变的情况下，无线电能传输系统维持在最大功率输出时接收端3个可变补偿电容随m
ps
变化的电容值。
[0164]
实施例中的无线电能传输系统原边发射线圈和lcl补偿网络中的电容间的回路中存在大的循环无功电流，因此流经逆变器中的电流无需很大，可在发射端线圈内存在较大的电流，从而使无线电能传输的效果更好，且逆变器承受较小电流应力。