一种宽输入范围内输出电压可调节的直流变换器拓扑结构

1.本发明属于直流-直流变换器拓扑结构技术领域，更具体地，涉及一种宽输入范围内输出电压可调节的直流变换器拓扑结构。


背景技术：

2.信息技术在最近几十年蓬勃发展，随着对大规模信息存储和计算需求的不断增长，数据中心的规模也急剧增加。因此，越来越多的服务器安装在数据中心。这就导致了巨大的能源消耗和电力成本。为了减小能量损失，提高空间利用率，需要在能量转换阶段实现高效率、高功率密度的目标。
3.在实际应用中，无论是何种配电系统，一旦电网断开，蓄电池的电压就会由于放电而浮动在一个很大的范围内，这就导致dcx(直流变换器)的输出电压不再保持恒定值。因此，需要一种具有宽输入电压范围调节能力的高效隔离型dc-dc变换器。
4.除了效率和宽输入调节能力外，高频和高功率密度也是发展的趋势，因为高开关频率可以改善电磁干扰性能，高功率密度可以提高空间利用率。为了实现隔离型dc-dc变换器的高效率，前人已经做了很多工作。传统的硬开关脉宽调制电路结构简单，控制方案广泛应用于工业领域，但是对于高开关频率，它会产生较大的开关损耗。移相全桥变换器(psfb)由于其原边开关管的零电压开通，在中等功率等级的应用场合很受欢迎。但由于原边开关管的关断电流大，副边整流器无零电流关断，因此psfb不适合高开关频率和宽输入范围的应用。双有源桥(dab)变换器由于其设计和控制简单，在储能系统中得到了广泛的应用。但dab存在较大的关断损耗和较大的循环电流，因此dab不适合高开关频率和宽输入范围的应用。
5.在各种提供零电压开关(zvs)的变换器中，llc变换器提供原边开关管的零电压开通和副边整流器的零电流关断，在需要电气隔离和高效率的应用中被广泛采用，是在高开关频率下实现高效率的潜在候选拓扑。然而llc变换器通过调整移相角、开关频率或占空比来调节输出。这些方法都需要一个很大的谐振电感来调节输出，它不仅占据很大的体积，而且会产生很大的损耗。另一方面，对于具有移相调制或频率调制的高频调节llc变换器，则难以获得有效的控制策略。同步整流逻辑也难以实现。对于一个宽输入范围的llc谐振变换器来说，这些缺点表现得更加明显。
6.为了扩大llc谐振变换器的增益范围，文献中提出了不同的方法，比如研究人员提出过一种dcx工作在固定频率开关频率下的pwm控制的双桥llc谐振变换器，但是由于输出电压是通过占空比调节的，在高开关条件下实现同步整流逻辑仍有困难。还有文献提出了一种双半桥串联的llc变换器，在这种拓扑结构中，实现了频率自适应移相调制(fapsm)控制。通过调节原边和副边开关管的移相角度，可以获得大范围增益。然而，移相调制的方法在高开关频率下会产生循环能量，从而导致效率下降。
7.llc谐振变换器在串联谐振频率下能提供最佳性能。它可以实现零电压开通，低电流关断和副边整流器的零电流关断，有助于获得高效率和高功率密度。此外，副边的整流器
可以使用原边开关管的驱动信号进行驱动，它大大简化了同步逻辑。但是由于dcx的电压比是固定的，需要辅助电路来调节输出。传统的解决方案采用级联非隔离型pwm调节器进行输出调节。然而，由于pwm变换器承受全输入或全输出电压和电流，因此存在开关损耗大的问题。此外，满载调节器体积大，从而导致功率密度降低。
8.因此，对于dcx工作在固定开关频率下且具有宽输入电压范围调节能力的高效高功率密度llc谐振变换器，需要进一步优化其拓扑结构与其中pwm变换器的调制方法，从而提高它的功率密度与效率。


技术实现要素：

9.针对现有技术的缺陷，本发明的目的在于提供一种宽输入范围内输出电压可调节的直流变换器拓扑结构，旨在解决现有高频工作条件下的llc谐振变换器因其拓扑结构而存在功率密度不够大、效率不够高、宽输入电压范围内调节能力不足以及控制策略复杂与同步整流控制逻辑不易实现等迫切需要解决的技术问题。
10.为实现上述目的，本发明提供了一种宽输入范围内输出电压可调节的直流变换器拓扑结构，包括两条将能量从输入端口传递到输出端口的传输路径：主通道和辅助通道，主通道和辅助通道的输入端口串联，输出端口并联。
11.其中，主通道是一个基于llc的dcx，它工作在固定的开关频率，将输入的大部分能量传输到输出端口；
12.辅助通道包含两级，用来处理输入能量的被调节部分。第一级采用一个非隔离型的pwm直流-直流变换器，第二级采用基于llc的小型dcx，从而实现高效隔离转换，该非隔离型的pwm直流-直流变换器与该小型dcx在dcx变压器的原边级联。通过调节辅助通道的非隔离型pwm直流-直流变换器来调节输出电压。
13.本发明的有益效果是：由于该拓扑结构的输出电压由非隔离型pwm变换器调节，基于llc的dcxs仅用于隔离和降压。电压调节是在固定开关频率下实现的，因此该结构简化了控制策略和同步整流逻辑，适用于宽输入范围的应用。此外，部分功率调节结构有助于降低功率损耗。
14.上述技术方案的基础上，本发明还可以做如下改进。
15.进一步地，能量传输主通道使用的dcx与辅助通道使用的dcx都工作在各自谐振腔的串联谐振频率下。
16.进一步地，能量传输辅助通道使用的pwm变换器的开关频率独立于两个dcxs。
17.本发明的进一步有益效果是：能量传输主通道和辅助通道的dcxs可以获得稳定的变压比，保留了llc谐振变换器高效、高功率密度的优点，且不需要额外对dcxs进行控制，只需控制pwm变换器来对输出电压进行调节。
18.进一步地，能量传输主通道使用的dcx和能量传输辅助通道使用的dcx通过合适的谐振腔参数设计，工作在相同的串联谐振频率和占空比下。
19.进一步地，主通道包括pwm直流-直流变换器、第一滤波电容c
in1
、第二滤波电容c
in2
、第一开关管q1、第二开关管q2、第一谐振电感l
r1
和第一谐振电容c
r1
构成的第一谐振腔；第一滤波电容c
in1
并联于pwm变换器的输入，第二滤波电容c
in2
并联于pwm变换器的输出，pwm变换器的输出施加于第一开关管q1和第二开关管q2共同组成的桥臂上，桥臂中点的输出施
加于第一谐振腔；
20.辅助通道包括第三滤波电容c
in3
、第三开关管q3、第四开关管q4、第二谐振电感l
r2
和第二谐振电容c
r2
构成的第二谐振腔；第三滤波电容c
in3
并联于第三开关管q3和第四开关管q4共同组成的桥臂上，桥臂中点的输出施加于第二谐振腔；
21.所述主通道和所述辅助通道共用带励磁电感lm的中心抽头变压器t和由第一同步整流开关管s1和第二整流开关管s2组成的同步整流器；第一谐振腔和第二谐振腔的输出施加于中心抽头变压器t的输入侧，变压器t的输出侧连接同步整流器。即两条能量传输路径的dcxs的变压器可以合并，即dcxs变压器的副边绕组并联，共用同一套同步整流的开关管，从而实现将两个dcxs的变压器合成为一个由两个输入端口和一个输出端口组成的三端口变压器。
22.本发明的进一步有益效果是：极大地简化了电路的拓扑结构，且单变压器有助于提高功率密度。
23.进一步地，所述拓扑结构的pwm变换器采用三角波电流模式(tcm)调制方式。
24.本发明的进一步有益效果是：实现了pwm变换器中开关管的零电压开通，在维持时间内，当输入电压变化时，流过pwm变换器所在的辅助能量传输通道的能量增大，由于tcm下极大地降低了pwm变换器的开关损耗，从而在宽输入电压范围内都能实现变换器整体效率的提高。
25.进一步地，所述拓扑结构的原边开关管采用氮化镓设备。
26.本发明的进一步有益效果是：极大地降低了原边开关管的关断损耗。
27.进一步地，所述拓扑结构的同步整流器采用硅设备。
28.本发明的进一步有益效果是：极大地降低了副边整流桥在高输出电流情况下的导通损耗。
29.进一步地，所述拓扑结构的同步整流器的驱动信号和原边开关管的驱动信号同步，具有固定的频率和占空比。
30.通过本发明所构思的以上技术方案，与现有技术相比，本发明中主通道和辅助通道的dcxs始终工作在各自谐振腔的谐振频率下，保证了dcxs的能量传输效率最高，同时简化了同步整流的控制逻辑。辅助通道中的pwm变换器工作在tcm模式下，实现了开关管的零电压开通，且在调节pwm变换器的工作状态以调节输出电压时保证了大部分能量通过能量传输效率更高的主通道传输，达到了更高的效率。主通道和辅助通道共用变压器的副边绕组和同步整流器，节省了大量空间，缩小了设备体积，提升了变换器的功率密度。因此，所提出的变换器拓扑结构实现了高效率和高功率密度。
附图说明
31.图1是本发明中所提出的直流变换器原始拓扑结构的简要示意图；
32.图2是本发明中所提出的直流变换器的电路拓扑结构示意图；
33.图3是本发明中所提出的直流变换器的拓扑结构在稳态运行下的主要波形；
34.图4是本发明中所提出的直流变换器稳态时一个周期内各阶段的等效电路图；
35.图5是本发明实施例提供的直流变换器的电路拓扑结构示意图；
36.图6是本发明实施例提供的直流变换器中的boost变换器的等效电路以及在稳态
运行下的主要波形示意图。
具体实施方式
37.为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合具体实施例及附图，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
38.本发明提供了一种宽输入范围内输出电压可调节的直流变换器拓扑结构，包括两条将能量从输入端口传递到输出端口的传输路径：主通道和辅助通道，主通道和辅助通道的输入端口串联，输出端口并联。
39.其中，主通道是一个基于llc的dcx，它工作在固定的开关频率，将输入的大部分能量传输到输出端口；
40.辅助通道包含两级，用来处理输入能量的被调节部分。第一级采用一个非隔离型的pwm直流-直流变换器，第二级采用基于llc的小型dcx，从而实现高效隔离转换，该非隔离型的pwm直流-直流变换器与该小型dcx在dcx变压器的原边级联。通过调节辅助通道的非隔离型pwm直流-直流变换器来调节输出电压。
41.图1为本发明中所提出的直流变换器原始拓扑结构的简要示意图。在该拓扑结构中，能量从输入端口传递到输出端口的过程可以分为两条传输路径，这两条路径作为能量传递的通道分别被称为主通道与辅助通道。其中，主通道将输入的大部分能量传输到输出端口，且主通道只由一个工作在固定开关频率下直流变换器构成dcx，具体来讲，即能量传输的主通道由单个的工作在固定的开关频率下的llc谐振变换器构成，它将输入的直流电压转换成输出的直流电压，承担该变换器传输能量的大部分工作。辅助通道在能量传输方面只负责将输入的大部分能量传递到输出端口，但它还承担调节输出电压的任务。具体来讲，辅助通道一共包含两级，第一级是一个非隔离型pwm直流-直流变换器，如buck变换器、boost变换器等。该非隔离型pwm直流-直流变换器在辅助通道中还需级联一个小型dcx，具体来讲，也是一个工作在固定开关频率下的llc谐振变换器，该非隔离型pwm直流-直流变换器用来处理输入能量的被调节部分。此外，主通道和辅助通道的输入端口串联，输出端口并联。
42.在图1中，v
in
是所提出的直流变换器的输入电压，由于能量传输的主路径与辅助路径并联构成该直流变换器，即能量传输的主路径与辅助路径的输入电压之和为v
in
；由于能量传输的主路径与辅助路径在输出端口并联，即能量传输的主路径与辅助路径的输出电压均为vo。dcx1是能量传输辅助路径上基于llc谐振变换器的直流-直流变换器，dcx1的变压器是t1，其匝比为m:1，变压器t1的原边，dcx1与一个非隔离型pwm变换器级联，该pwm变换器可以是buck变换器或boost变换器等；dcx2是能量传输主路径上基于llc谐振变换器的直流-直流变换器，dcx2的变压器是t2，其匝比为n:1，r
l
是输出电压vo所供电的负载。
43.当dcx1与dcx2的谐振频率相同时，两个dcx的整流器和变压器的副边绕组都可以合二为一：将变压器t1和t2的副边绕组并联，因此，两个变压器可以集成为一个变压器，且可以共用同一套同步整流装置。
44.图2为本发明中所提出的直流变换器的电路拓扑结构示意图，s1和s2为所提出的直流变换器的副边同步整流开关管，通过适当的谐振腔参数设计，使dcx1与dcx2的谐振频率相
同，两个dcx的副边同步整流器集成为由s1和s2组成的一套整流器；在所提出的直流变换器的电路拓扑中，dcx的变压器t由t1和t2集成而来，极大地提高了所提出的直流变换器的功率密度。变压器t有三个绕组，na为dcx1在三绕组变压器中的原边绕组，n
p
为dcx2在三绕组变压器中的原边绕组，变压器t的副边绕组为匝数为ns的中心抽头变压器的副边绕组，该三绕组变压器的匝比为m:n:1。q1和q2共同构成dcx1中变压器原边产生输入方波电压的桥臂，q1为该桥臂的上开关管，q2为该桥臂的下开关管，l
r1
为dcx1的谐振电感，c
r1
为dcx1的谐振电容，lm为所提出变换器的三绕组变压器的励磁电感；q3和q4共同构成dcx2中变压器原边产生输入方波电压的桥臂，q3为该桥臂的上开关管，q
42
为该桥臂的下开关管，l
r2
为dcx2的谐振电感，c
r2
为dcx2的谐振电容；v0是能量传输辅助路径的输入电压，v1是能量传输辅助路径的pwm变换器的输出电压，v2是能量传输主路径的输入电压，c
in1
是用于能量传输辅助路径的输入稳压和滤波的电容，c
in2
是用于能量传输辅助路径的pwm变换器的输出稳压和滤波的电容，c
in3
是用于能量传输主路径的输入稳压和滤波的电容，co是所提出的直流变换器的输出稳压和滤波的电容；能量传输的主路径与辅助路径的输出电压并联，与所提出的直流变换器的输出电压相同，均为vo，r
l
是所提出变换器的负载电阻。
45.在图2中，非隔离型pwm变换器的开关频率和两个dcxs独立，通过改变该pwm变换器的占空比，可以实现宽输入电压范围内调节输出电压大小的能力。通过使两个桥臂工作在相同的开关频率下，且该开关频率为dcx1与dcx2的串联谐振频率，llc谐振变换器在开关频率和谐振腔的串联谐振频率相等时可以使原边开关管零电压开通、低电压关断，副边整流器零电流关断，故dcx1与dcx2可以获得最好的性能，即高效率、高功率密度，且dcx1与dcx2原边开关管和副边整流器所需得驱动信号完全一致，大大简化了控制策略与同步整流的控制逻辑。
46.图3为所提出的直流变换器的拓扑结构在稳态运行下的主要波形，图4中的(a)、(b)、(c)分别为图3中t0～t1、t1～t2、t2～t3时段所对应的等效电路图，图4中v
gs_q1
与v
gs_q2
分别为dcx1原边开关管q1和q2的驱动信号，v
gs_q3
与v
gs_q4
分别为dcx2原边开关管q3和q4的驱动信号，其频率均为dcx1和dcx2谐振腔的串联谐振频率。v
ds_q2
为原边开关管q2的漏源电压，v
ds_q4
为原边开关管q4的漏源电压。i
′
r1
为dcx1的谐振电流，i
′
r2
为dcx2的谐振电流。i
m1
为变压器t的励磁电流，i
s1
、i
s2
分别为变压器t的副边整流管的电流。
47.图4中的(a)为所提出电路拓扑结构在图3中t0～t1时间段的等效电路图，原边开关管q1、q3，同步整流装置s1在t0时刻导通。变压器被等效输出电压mvo钳位。因此，励磁电流i
m1
线性增加。直流电压v1和v2分别加到两个谐振腔上。在稳态下，两个谐振电容的直流偏置分别为v1和v2的一半。然后，两个谐振腔的正弦电流偏离励磁电流，能量通过q1、q3和s1传递给负载。两个谐振电流的幅值由pwm变换器调节的功率比决定。
48.图4中的(b)为所提出电路拓扑结构在图3中t1～t2时间段的等效电路图，在t1～t2期间，由于开关频率等于谐振腔的串联谐振频率，因此i
r1
和之和在t1时刻等于励磁电流i
m1
。q1和q3在t1时刻断开。同时，流过s1的电流等于零，s1同时零电流关闭。t1时刻后，所有开关保持断开状态直到t2时刻。在此期间，没有能量从输入传递到负载，负载由输出稳压滤波电容co供电。由于所有开关管都是关断的，励磁电感lm不会被输出电压钳位，而是加入谐振。开关管q1、q3、s1的体电容由励磁电流充电，开关管q2、q4、s2的体电容由励磁电流放电。
直到t2时刻，开关管q2、q4、s2的漏源电压放电至零，q2、q4、s2实现零电压开通。之后，变换器开始进入下一阶段的工作。
49.图4中的(c)为所提出电路拓扑结构在图3中t2～t3时间段的等效电路图，在t2时刻，开关管q2、q4和s2开通。谐振电容上的偏置电压加到相应的谐振槽上。励磁电感被等效输出电压箝位至-mvo，励磁电流i
m1
呈负斜率增大。谐振电流按正弦函数变化偏离励磁电流，能量被传送到负载。直到t3时刻，i
r1
和之和再次等于励磁电流i
m1
，q2和q4同时关断。当一次侧电流等于励磁电流时，通过s2的电流等于零，s2同时完成零电流关断。
50.在图3中t3～t4时间段内，由于电路在t3进入另一个死区时间，此时的等效电路和图4中的(b)相似。由于所有开关管都关断，励磁电感再次参与谐振，开关管q1、q3、s1的体电容被励磁电流放电。直到t4时刻，q1、q3、s1的漏极到源极电压为零，q1、q3、s1同时实现零电压开通。
51.图5为本发明实施例提供的直流变换器的电路拓扑结构示意图，在图1、2、3、5中所提出的电路拓扑结构的辅助能量传输通道需要dcx1在原边型pwm变换器如buck变换器、boost变换器级联。在本实施例中该非隔离型pwm变换器采用boost变换器。该boost变换器由开关管q5、q6组成的一对桥臂、电感l
ave
、电容c
in2
构成，其中开关管q5是该桥臂的上开关管，开关管q6是该桥臂的下开关管。此外，dcxs的原边开关管与pwm变换器的开关管采用氮化镓(gan)设备以降低关断损耗，副边整流器采用硅(si)设备以降低导通损耗。
52.图6中的(a)是本发明实施例提供的直流变换器中的boost变换器中半桥的等效电路，v
l
是低电压端口的电压，vh是高电压端口的电压。在传统的连续导通模式(ccm)下，上开关管qh可在适当的死区时间内实现自然零电压开通。然而，下开关管q
l
由于正向电感电流i
l
而不能实现自然零电压开通。在临界导通模式(crm)下，当输入电压v
l
低于输出电压vh的一半时，下开关管q
l
可以实现零电压开通。然而，当输入电压v
l
高于输出电压vh的一半时，电感中的有效能量不足以将桥臂的节点电压放电至零。为了实现零电压开通，需要适当的流过电感的负电流。故使用三角波电流模式(tcm)，使上开关管qh在电感电流过零时仍然保持接通，提供足够的负电流来实现下开关管q
l
的零电压开通。
53.图6中的(b)是本发明实施例提供的直流变换器中的boost变换器在时典型的输入电感电流和开关桥臂节点电压波形的示意图。在t0～t1时间段内，q
l
在t0时刻开通，v
l
施加于电感l上，电感电流i
l
线性增加。一旦在t1时刻处达到给定的t
on
或is时，q
l
关断；在t1～t2时间段内，由于qh和q
l
都处于关断状态，电感l和两个开关管qh和q
l
的输出电容c
oss_h
和c
oss_l
之间发生谐振。c
oss_l
由电感电流充电，c
oss_h
由电感电流放电。一旦c
oss_h
两端的电压在t2时刻放电至零，qh立即导通，实现零电压开通；在t2～t3时间段内，qh在t2时刻导通，vh和v
l
之间的电压差施加到电感l上，电感l的电流线性减小。电感电流i
l
在t3时刻下降至零。在传统的crm情况下，qh在t3时刻关断，然后发生谐振。然而，当v
l
大于vh的一半时，便会在crm的情况下失去零电压开通时，c
oss_l
上的电压不能达到零。为了克服v
l
高于vh的一半时失去零电压开通的缺点，在t3～t4时间段内，qh在i
l
过零后保持导通状态。直到t4时刻，达到给定的反向电流或tr时，qh断开。在t4～t5时间段内，由于qh在t4关断，电感l与c
oss
发生谐振，输出电容由负电感电流充电或放电。由于增加了一个额外的反向电流，在t5时刻，c
oss_l
两端的电
压可以降低到零。此时q
l
同时开启，即可实现q
l
的零电压开通。
54.图6中的(c)是本发明实施例提供的直流变换器中的boost变换器在时典型的输入电感电流和开关桥臂节点电压波形的示意图。此时无需增加上开关管qh的反向导通时间，即可获得下开关管q
l
的零电压开通。由于开关管节点的电容完全放电，出现体二极管换向时间tr。为了降低体二极管的导通损耗，在节点电压为零时，q
l
可以立即进行零电压开通。
55.本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。