离线式反激变换器系统及其同步整流控制器的制作方法

1.本发明的实施例涉及集成电路领域，尤其涉及一种离线式反激变换器系统及其同步整流控制器。


背景技术：

2.在传统的同步整流控制器中，针对较大功率系统应用，原边脉冲宽度调制(pulse width modulation，pwm)控制器一般都具有功率因数校正(power factor correction，pfc)功能，以满足在较大功率应用中对系统功率因数的要求，从而减少变换器对电网的污染。
3.并且，针对多路输出电压需求的系统引用，功率转换器系统的输出后面通常会增加一级dc-dc变换器，以获得与系统输出级的输出电压不同的另一个不同的固定输出电压。
4.然而，在pfc应用或者dc-dc变换器应用中，都具有一个高频开关(其工作频率大于pwm控制器的最大工作频率)，这个高频开关的开启或关断会产生干扰，干扰会通过变压器或者地线影响同步整流(synchronous rectification，sr)控制器的正常工作，导致sr控制器中的sr开关管被提前关断，sr开关管在整个退磁时间内不能一直维持导通状态，其中，sr开关管可以是mosfet(硅场效应晶体管)或者gan(氮化镓场效应晶体管)，严重影响系统效率。


技术实现要素：

5.本发明的实施例提供了一种离线式反激变换器系统及其同步整流控制器，能够基于sr开关管的当前开关周期的导通时间与sr开关管的上一开关周期的退磁时间之间的时长对比关系，设置关断控制阈值，来防止sr开关管被误关断。
6.一方面，本发明实施例提供了一种同步整流控制器，用于控制同步整流开关管的导通与关断，并且包括自适应关断阈值控制模块，被配置为：检测所述同步整流开关管的上一开关周期的退磁时间；基于所述同步整流开关管的当前开关周期的导通时间与所述同步整流开关管的上一开关周期的退磁时间之间的时长对比关系，设置关断控制阈值；以及当所述同步整流开关管的漏极电压与源极电压之间的电压差值大于所述关断控制阈值时，控制所述同步整流开关管从导通状态变为关断状态。
7.另一方面，本发明实施例提供了一种离线式反激功率变换器系统，包括如第一方面所述的同步整流控制器。
附图说明
8.为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对本发明实施例中所需要使用的附图作简单的介绍，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
9.图1示出了传统的离线式反激功率变换器系统100的结构示意图；
10.图2示出了图1所示的系统输出级116的一种实现方式的结构示意图；
11.图3示出了图1所示的系统输出级116的另一种实现方式的结构示意图；
12.图4示出了图2和图3所示的sr控制器120的结构示意图；
13.图5示出了传统的sr开关管的漏极电压与源极电压之间的差值vds和栅极驱动信号gate的波形示意图；
14.图6示出了受pfc中的高频开关干扰时的sr开关管的漏极电压与源极电压之间的差值vds和栅极驱动信号gate的波形示意图；
15.图7示出了本发明实施例提供的sr控制器的结构示意图；
16.图8示出了本发明实施例提供的自适应关断阈值控制模块的相应信号的波形示意图；
17.图9示出了本发明实施例提供的自适应关断阈值控制模块的结构示意图；
18.图10示出了本发明实施例提供的驱动自恢复控制模块的相应信号的波形示意图；以及
19.图11示出了本发明实施例提供的驱动自恢复控制模块的结构示意图。
具体实施方式
20.下面将详细描述本发明的各个方面的特征和示例性实施例，为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及具体实施例，对本发明进行进一步详细描述。应理解，此处所描述的具体实施例仅被配置为解释本发明，并不被配置为限定本发明。对于本领域技术人员来说，本发明可以在不需要这些具体细节中的一些细节的情况下实施。下面对实施例的描述仅仅是为了通过示出本发明的示例来提供对本发明更好的理解。
21.需要说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括
……”
限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。
22.为了更好地理解本发明实施例提供的离线式反激变换器系统及其sr控制器，以下首先对现有技术提供的sr控制器的结构和工作原理进行介绍。
23.如图1所示，图1示出了传统的离线式反激功率变换器系统100的结构示意图，其中，vac为输入市电。
24.该系统100可以包括诸如以下项之类的组件：emi滤波器110；全波整流器112；pfc-pwm控制器(具有功率因数校正(power factor correction，pfc)功能的pwm控制器)114，用于满足在较大功率应用中对系统功率因数的要求；变压器t；系统输出级(secondary side stage)116，其包括四个端口(例如，端口1、端口2、端口3和端口4)，该系统输出级116可以由sr控制器(sr controller)、sr开关管(例如，sr mosfet)、滤波电容等部件组成，其输出为一固定电压；以及dc-dc变换器118，其可以为降压或升压直流变换器，其可以输出另一个不
同的固定电压，以满足多路输出的应用需求。
25.具体地，参见图2和图3，其中，图2示出了图1所示的系统输出级116的一种实现方式的结构示意图，图3示出了图1所示的系统输出级116的另一种实现方式的结构示意图。
26.如图2和图3所示，该系统输出级116可以包括输出电容cout、sr控制器120和sr开关管(标记为ms)等，其中sr控制器120和sr开关管ms共同构成sr模块，以替代传统的反激式变换器中的肖特基整流二极管，其中，该sr控制器120可以用于控制sr开关管ms的导通与关断，由于sr开关管ms具有较低的导通压降，因此可以有效地降低系统的热损耗从而提高效率并能增大系统的输出电流能力，继而sr模块可以广泛地应用在具有大输出电流的系统中。
27.具体地，参见图4，图4示出了图2和图3所示的sr控制器120的结构示意图。
28.如图4所示，sr控制器120可以包括诸如以下项之类的各种组件：高压开关mnh、开启控制阈值vt(on)的产生模块、vt(off)的产生模块、稳压器1202、电压/电流基准模块1204、sr开启比较器(comp_sron)1206、sr关断比较器(comp_sroff)1208、sr开启控制模块1210、最小导通时间控制模块1212、或非门1214、或非门1216、锁存器1218、和/或驱动器1220等。
29.其中，输入信号vd、vin可以用于为稳压器1202进行供电，稳压器1202可以用于产生芯片内部电源avdd并提供给高压开关mnh和电压/电流基准模块1204，电压/电流基准模块1204可以用于产生参考电压vref和参考电流iref。
30.具体地，vd经高压开关mnh产生信号vd_in，信号vd_in可以经由开启控制阈值vt(on)的产生模块输入到sr开启比较器1206的第一输入端(例如，正相输入端)，并且信号vd_in可以经由vt(off)的产生模块输入到sr关断比较器1208的第一输入端(例如，反相输入端)，sr开启比较器1206的第二输入端(例如，反相输入端)和sr关断比较器1208的第二输入端(例如，正相输入端)可以接地，sr开启比较器1206可以用于基于信号vd_in和vt(on)来产生on det信号，sr关断比较器1208可以用于基于信号vd_in和vt(off)来产生off det信号，sr开启控制模块1210可以用于产生on ctrl信号，最小导通时间控制模块1212可以用于产生sr开关管的最小导通时间信号min_ton，或非门1214可以用于基于on ctrl信号和on det信号来输出用于控制sr开关管从关断状态变为导通状态的turn on信号，或非门1216可以用于基于off det信号和min_ton信号来输出用于控制sr开关管从导通状态变为关断状态的turn off信号，锁存器1218可以用于基于turn on信号和turn off信号来产生同步整流开关信号sr，驱动器1220可以用于基于同步整流开关信号sr来产生用于驱动sr开关管的导通和关断的gate信号。
31.图5示出了传统的sr开关管ms的漏极电压与源极电压之间的电压差值vds和栅极驱动信号gate的波形示意图。其中，vds为sr开关管ms的两端上的压差(对应于sr开关管的漏极电压与源极电压之间的差值)，gate为用于控制sr开关管ms的导通与关断的栅极驱动信号，vt(slp)为参考电压(例如，2v)，vt(on)为sr开关管的开启控制阈值(例如，-200mv)，vt(reg)为vds电压调整值(例如，-20mv)，vt(off)为sr开关管的关断控制阈值(例如，0mv)，ts为vds从vt(slp)下降到vt(on)经过的时间。
32.其中，sr开关管的开启条件可以为：ts《t
ref
(例如，100ns)；以及(2)vds《vt(on)；如果条件(1)和(2)同时满足，则sr开关管ms可以被接通。
33.在一些实施例中，如图5所示，在系统正常工作过程中，变压器t的原边开关(受pwm信号控制)处于关断状态，位于副边侧的sr开关管ms的漏极电压与源极电压之间的电压差值vds开始从平台电压下降，依次经过vt(slp)、0、vt(on)，并继续从vt(on)下降，由于此时sr开关管ms没有被接通，因此退磁电流流经sr开关管ms的体二极管续流，当检测到满足sr开关管ms的开启条件时，即认为这是一次有效的sr开关管ms开启，当检测到电压vds《vt(on)时，内部sr开启比较器1206(参见图4)发生翻转，以通过驱动器1220来拉高栅极驱动信号gate，以使sr开关管ms被接通。
34.接下来，随着退磁电流的逐渐减小，当退磁电流在sr开关管ms的导通电阻上产生的压降vds略大于vt(reg)时，内部控制电路会将栅极驱动信号gate拉低，从而sr开关管ms的导通电阻增大，sr开关管ms的漏极电压与源极电压之间的电压差值vds的值会稳定在vt(reg)附近，这一过程被称为vds电压调整过程。
35.然后，随着退磁电流的进一步减小，sr开关管ms的导通电阻的增大已不足以将电压vds维持在vt(reg)附近，电压vds开始增大，当检测到电压vds》vt(off)时，内部sr关断比较器1208(参见图4)发生翻转，以通过驱动器1220来拉低栅极驱动信号gate，以使sr开关管ms被关断。
36.其中，vds电压调整过程可以提前把栅极驱动信号gate拉至一个较低的值，缩短了栅极驱动信号gate的下拉时间，加快了sr开关管ms的关断，在连续导通模式(ccm)下，降低了vds上的尖刺(spike)。
37.在较大功率系统应用中，变压器t的原边侧的pwm控制器一般都具备pfc功能(如图1所示的114)，以满足在较大功率应用中对系统功率因数的要求，从而减少变换器对电网的污染；并且，在多路输出电压需求的系统中，在功率转换器系统的输出后面一般都会增加一级dc-dc变换器(如图1所示的118)，以获得与系统输出级116的输出电压不同的另一个不同的固定输出电压。
38.然而，在pfc应用或者dc-dc变换器应用中，都具有一个高频开关(其工作频率大于pwm控制器的最大工作频率)，这个高频开关的开启或关断会产生干扰，干扰会通过变压器或者地线影响sr控制器的正常工作，导致sr开关管ms被提前关断，sr开关管在整个退磁时间内不能一直维持导通状态，严重影响系统效率。
39.参考图6，图6示出了受pfc中的高频开关干扰时的sr开关管ms的漏极电压与源极电压之间的电压差值vds、sr开关管ms的栅极驱动信号gate、最小导通时间min_ton以及pfc中的高频开关的栅极驱动信号pfc gate之间的关系的波形示意图。
40.具体地，pfc gate为pfc中的高频开关的栅极上的控制信号的波形，其开关频率大于pwm最大工作频率，vds为sr开关管ms的两端(漏极和源极端子)上的压差，gate为用于控制sr开关管ms的导通与关断的栅极驱动信号，min_ton为最小导通时间控制模块(如图4所示的1212)的输出信号，其中ton-min为sr开关管ms的最小导通时间，在时间ton-min内，sr开关管ms会一直保持处于导通状态，而不能被关断。
41.从图6中可以看出，在信号pfc gate的每个下降沿，干扰都会影响地线或者等效地在电压vds上产生一个电压尖刺，此电压vds的尖刺的峰值大于vt(off)，这会导致内部sr关断比较器comp_sroff(如图4所示的1208)发生误翻转，进而通过驱动器(如图4所示的1220)拉低栅极驱动信号gate，导致sr开关管ms被误关断。
42.具体地，如图6所示，在第一个开关周期中，信号pfc gate的下降沿落在sr开关管ms的最小导通时间ton-min之内，由于此时间的屏蔽作用，使得sr开关管ms会一直保持导通状态，因此不会发生误关断；然而，在第二个开关周期中，信号pfc gate的下降沿落在sr开关管ms的最小导通时间ton-min之后，因此无法进行屏蔽，并且由于此电压vds的尖刺的峰值大于vt(off)，这会导致内部sr关断比较器comp_sroff(如图4所示的1208)发生误翻转，进而通过驱动器(如图4所示的1220)拉低栅极驱动信号gate，导致sr开关管ms被误关断，在后续的退磁时间内，退磁电流只能流经sr开关管ms的体二极管续流，功耗增大，导致系统效率降低。
43.可以理解的是，dc-dc变换器中的高频开关的开关动作(可以用dc-dc gate来表征)对sr开关管ms的干扰与图6所示的信号pfc gate对sr开关管ms的干扰类似，不同之处在于信号pfc gate是在下降沿，即pfc开关被关断的时候产生干扰，而信号dc-dc gate是在上升沿，即dc-dc开关被导通的时候产生干扰，为了便于描述，本文不再对dc-dc变换器的干扰进行介绍。
44.为了解决现有技术问题中的至少一者，本发明的实施例提供了一种sr控制器。下面对本发明实施例提供的sr控制器进行详细介绍。例如，参见图7，图7示出了本发明实施例提供的sr控制器的结构示意图。
45.应注意的是，图7和图4所示的sr控制器中的相同或相似的组件采用相同的附图标记，图7所示的sr控制器类似于图4所示的sr控制器，并且为了便于描述，以下主要对二者之间的不同之处进行详细介绍。
46.类似于图4所示的sr控制器，图7所示的sr控制器可以包括诸如以下项之类的各种组件：高压开关mnh、开启控制阈值vt(on)的产生模块、稳压器1202、电压/电流基准模块1204、sr开启比较器1206、sr关断比较器1208、sr开启控制模块1210、最小导通时间控制模块1212、或非门1214、或非门1216、和/或驱动器1220等。
47.在一些实施例中，图7所示的sr控制器还可以包括自适应关断阈值控制模块1222，该自适应关断阈值控制模块1222可以被配置为：检测sr开关管的上一开关周期的退磁时间；基于sr开关管的当前开关周期的导通时间与sr开关管的上一开关周期的退磁时间之间的时长对比关系，设置关断控制阈值；以及当sr开关管的漏极电压与源极电压之间的电压差值vds大于关断控制阈值时，控制sr开关管从导通状态变为关断状态。
48.具体地，可以通过基于sr开关管的当前开关周期的导通时间与sr开关管的上一开关周期的退磁时间之间的时长对比关系，设置关断控制阈值，来防止sr开关管被误关断。
49.在其他实施例中，图7所示的sr控制器还可以包括驱动自恢复控制模块1224，该驱动自恢复控制模块1224可以被配置为：在sr开关管从关断状态变为导通状态的时刻开始的、持续时间等于sr开关管的上一开关周期的退磁时间的预设比例的时段内：检测sr开关管的漏极电压与源极电压之间的差值vds是否小于开启控制阈值；当sr开关管的漏极电压与源极电压之间的差值vds小于开启控制阈值的持续时间大于预设时长th(参见下面的图10)时，控制sr开关管从关断状态变为导通状态。
50.具体地，可以通过检测sr开关管的漏极电压与源极电压之间的差值vds与开启控制阈值之间的大小关系，使得sr开关管在被误关断后经过短暂延迟可以再次导通。
51.如图7所示，自适应关断阈值控制模块1222可以用于接收vd_in信号、退磁dem信
号，并输出vd_os信号，vd_os信号可以输入到sr关断比较器1208的第一输入端(例如，反相输入端)，驱动自恢复控制模块1224可以用于接收turn on、turn off、vd_in信号，并输出dem、sr信号，dem信号可以输入到sr开启控制模块1210、最小导通时间控制模块1212以及自适应关断阈值控制模块1222的输入端，sr信号可以输入到驱动器1220的输入端，驱动器1220的输出端可以连接到sr控制器的gate端，其中，vd_in信号是经高压开关mnh钳位的经钳位的sr开关管的漏极电压与源极电压之间的电压差值。
52.如图所示，稳压器1202的第一端可以连接到sr控制器的第一端(例如，vd端)，第二端可以连接到sr控制器的第二端(例如，vin端)，第三端可以连接到电压/电流基准模块1204的第一端，电压/电流基准模块1204的第二端可以输出参考电压vref和参考电流iref，sr开启控制模块1210的第一端可以连接到sr控制器的第一端，高压开关mnh的第一端可以连接到sr控制器的第一端，开启控制阈值vt(on)的产生模块的第一端可以连接到高压开关mnh的第二端，并且高压开关mnh的第三端可以接收avdd，sr开启比较器1206的第一端(例如，正相输入端)可以连接到开启控制阈值vt(on)的产生模块的第二端，第二端(例如，反相输入端)可以接地，或非门1214的第一端可以连接到sr开启控制模块1210的第二端，以接收来自sr开启控制模块1210的on ctrl信号，第二端可以连接到sr开启比较器1206的第三端，以接收来自sr开启比较器1206的on det信号，并基于on ctrl信号和on det信号来产生提供给驱动自恢复控制模块1224的turn on信号，自适应关断阈值控制模块1222的第一端可以连接到高压开关mnh的第二端，sr关断比较器1208的第一端(例如，反相输入端)可以连接到自适应关断阈值控制模块1222的第二端，第二端(例如，正相输入端)可以接地，或非门1216的第一端可以连接到sr关断比较器1208的第三端，以接收来自sr关断比较器1208的off det信号，第二端可以连接到最小导通时间控制模块1212的第一端，以接收来自最小导通时间控制模块1212的min_ton信号，并基于off det信号和min_ton信号来产生提供给驱动自恢复控制模块1224的turn off信号，驱动自恢复控制模块1224的第一端可以连接到或非门1214的第三端，以接收来自或非门1214的turn on信号，第二端可以连接到或非门1216的第三端，以接收来自或非门1216的turn off信号，第三端可以连接到sr开启控制模块1210的第三端、最小导通时间控制模块1212的第二端以及自适应关断阈值控制模块1222的第三端，以向它们提供dem信号，第四端可以连接到驱动器1220的第一端，以向驱动器1220提供sr信号，驱动器1220的第二端可以连接到sr控制器的第三端(例如，gate端)，以向sr开关管的栅极提供栅极驱动信号gate以控制sr开关管的导通和关断。
53.可见，本发明的实施例在干扰不太严重的情况下，通过设置自适应关断阈值控制模块1222，可以防止sr开关管由于系统干扰而被误关断，以及在干扰比较严重的情况下，通过设置驱动自恢复控制模块1224，可以在sr开关管被关断后经过短暂延迟再次导通，二者的目的均是为了确保sr开关管在整个退磁的绝大部分时间内保持处于导通状态。
54.为了更好地理解本发明实施例提供的如图7所示的自适应关断阈值控制模块1222，以下结合图8和图9通过具体示例的方式对该自适应关断阈值控制模块1222及其控制原理进行介绍，其中，图8示出了本发明实施例提供的自适应关断阈值控制模块的相应信号的波形示意图，图9示出了本发明实施例提供的自适应关断阈值控制模块的结构示意图。
55.作为一个示例，自适应关断阈值控制模块1222可以进一步被配置为：当sr开关管的当前开关周期的导通时间ton(n)大于sr开关管的上一开关周期的退磁时间的预设比例
k*tdem(n-1)时：在sr开关管从关断状态变为导通状态的时刻开始的、持续时间等于sr开关管的上一开关周期的退磁时间的预设比例k*tdem(n-1)的时段内，将关断控制阈值设置为第一控制阈值vth(off)；在sr开关管处于导通状态的其他时段内，将关断控制阈值设置为第二控制阈值vt(off)，第二控制阈值vt(off)小于第一控制阈值vth(off)。
56.具体地，自适应关断阈值控制模块1222可以通过检测sr开关管的上一个(即，第(n-1)个)开关周期的退磁时间(tdem(n-1)，参见图8)，并取一定比例k(例如，k＝0.75)，计算sr开关管的上一开关周期的退磁时间与比例k之积k*tdem(n-1)作为参考。
57.参考图8，在sr开关管的当前开关周期(即，第(n)个)的导通时间ton(n)内，如果sr开关管的当前开关周期的导通时间ton(n)＞k*tdem(n-1)(如图8所示)，则在sr开关管从关断状态变为导通状态的时刻(对应于时刻t1)开始的、持续时间等于k*tdem(n-1)的时段(对应于从时刻t1至t2之间的时间段)期间，将关断控制阈值设置为第一控制阈值vth(off)，在sr开关管的当前开关周期的导通时间ton(n)中除上述时段之外的时段(对应于从时刻t2到t3之间的时间段)期间，将关断控制阈值设置为第二控制阈值vt(off)，如图8所示，第一控制阈值vth(off)大于第二控制阈值vt(off)。
58.在一些实施例中，第一控制阈值vth(off)可以被设置为例如+50mv，第二控制阈值vt(off)可以被设置为例如0mv，或小于第一控制阈值vth(off)的任何其他合适的值，本技术对此不作限制。
59.可见，虽然干扰引起的sr开关管的漏极电压与源极电压之间的差值vds的尖刺大于vt(off)，但小于vth(off)，因此本发明实施例提供的自适应关断阈值控制模块1222通过将关断控制阈值设置为vth(off)，增大了关断控制阈值，使得sr开关管不会被误关断，这种实现方式对于一些干扰不太严重的系统是有效的，而对于那些干扰比较严重的系统，例如sr开关管的漏极电压与源极电压之间的差值vds的尖刺大于vth(off)的情况，可以通过驱动自恢复控制模块1224来使得sr开关管被误关断后经过短暂延迟可以再次被导通。
60.作为一个示例，自适应关断阈值控制模块1222可以进一步被配置为：当sr开关管的当前开关周期(即，第(n)个开关周期)的导通时间不大于sr开关管的上一开关周期(即，第(n-1)个开关周期)的退磁时间的预设比例k*tdem(n-1)时：在sr开关管处于导通状态的整个时段内，将关断控制阈值设置为第一控制阈值vth(off)，其中，第一控制阈值vth(off)大于sr开关管的漏极电压与源极电压之间的差值的尖刺。
61.具体地，如果sr开关管的当前开关周期的导通时间ton(n)≤k*tdem(n-1)，则可以在整个sr开关管的当前开关周期的导通时间ton(n)期间，使得关断控制阈值保持第一控制阈值vth(off)不变，为了便于描述，未在图中示出。
62.参见图9，图9示出了本发明实施例提供的自适应关断阈值控制模块1222的结构示意图，该自适应关断阈值控制模块1222可以包括：自适应关断阈值检测模块，第一端连接到自适应关断阈值控制模块1222的第一端，第二端和第三端分别用于输出第一开关控制信号(例如，ctrl)和第二开关控制信号(例如，ctrlb)，其中，第二开关控制信号是第一开关控制信号的反相信号；第一开关(例如，sh)，第一端可以连接到自适应关断阈值控制模块1222的第二端，第二端用于接收第一开关控制信号(例如，ctrl)；第一控制阈值vth(off)的产生模块，第一端可以连接到第一开关的第三端，第二端可以连接到自适应关断阈值控制模块1222的第三端；第二开关(例如，sb)，第一端可以连接到自适应关断阈值控制模块1222的第
二端，第二端用于接收第二开关控制信号(例如，ctrlb)；以及第二控制阈值vt(off)的产生模块，第一端可以连接到第二开关的第三端，第二端可以连接到自适应关断阈值控制模块1222的第三端。
63.具体地，自适应关断阈值控制模块1222的第一端可以用于接收dem信号，自适应关断阈值控制模块1222的第二端可以用于接收经钳位的sr开关管的漏极电压与源极电压之间的差值，自适应关断阈值控制模块1222的第三端可以用于输出vd_os信号。
64.返回参考图7，高压开关mnh的一端可以用于接收sr开关管的漏极电压vd(等于sr开关管的漏极电压与源极电压之间的差值vds)，另一端可以将电压vd_in提供给自适应关断阈值控制模块1222，该高压开关mnh可以用于对电压vd进行钳位以得到经钳位的电压vd_in，具体地，高压开关mnh可以用于将电压vd的高于预设阈值的部分钳位为某一固定电压，其他电压保持不变，进而提供经钳位的vd_in以供后续处理。
65.作为一个示例，自适应关断阈值控制模块1222可以被配置为：当第一开关控制信号(例如，ctrl)为高电平时，输出经钳位的sr开关管的漏极电压与源极电压之间的电压差值vd_in与第一控制阈值vth(off)之差；以及当第二开关控制信号(例如，ctrlb)为高电平时，输出经钳位的sr开关管的漏极电压与源极电压之间的电压差值vd_in与第二控制阈值vt(off)之差。
66.具体地，在图9中，dem信号可以输入到自适应关断阈值检测模块，并产生一对互补信号，即第一开关控制信号ctrl和第二开关控制信号ctrlb，其中第一开关控制信号ctrl和第二开关控制信号ctrlb的频率可以与dem信号的频率相同，第一开关控制信号ctrl的高电平宽度或者第二开关控制信号ctrlb的低电平宽度可以为dem信号的高电平宽度的例如k倍，第一开关控制信号ctrl和第二开关控制信号ctrlb可以分别用于控制一对互补开关，即第一开关sh和第二开关sb，的导通与关断，第一控制阈值vth(off)与第二控制阈值vt(off)对应于sr开关管的两个关断控制阈值。
67.当第一开关控制信号ctrl为高电平时，第二开关控制信号ctrlb为低电平，第一开关sh被导通，第二开关sb被关断，自适应关断阈值控制模块1222的输出信号vd_os可以表示为如下公式(1)所示：
68.vd_os＝vd_in-vth(off)
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(1)
69.当第一开关控制信号ctrl为低电平时，第二开关控制信号ctrlb为高电平，第二开关sb被导通，第一开关sh被关断，自适应关断阈值控制模块1222的输出信号vd_os可以表示为如下公式(2)所示：
70.vd_os＝vd_in-vt(off)
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(2)
71.为了更好地理解本发明实施例提供的如图7所示的驱动自恢复控制模块1224，以下结合图10和图11通过具体示例的方式对该驱动自恢复控制模块1224及其控制原理进行介绍，其中，图10示出了本发明实施例提供的驱动自恢复控制模块的相应信号的波形示意图，图11示出了本发明实施例提供的驱动自恢复控制模块1224的结构示意图。
72.如图10所示，如果系统干扰比较严重，sr开关管ms的漏极电压与源极电压之间的电压差值vds的尖刺会大于第一控制阈值vth(off)，在sr开关管的当前开关周期(即，第(n)个开关周期)内，由于sr开关管ms的栅极驱动信号gate在信号pfc gate的下降沿或者信号dc-dc gate的上升沿被干扰，导致sr开关管ms被误关断，退磁电流只能流经sr开关管ms的
体二极管续流，则sr开关管ms的漏极电压与源极电压之间的电压差值vds会再次掉到开启控制阈值vt(on)以下，在这种情况下，可以通过检测sr开关管ms的漏极电压与源极电压之间的电压差值vds《vt(on)的持续时间，如果持续时间大于预设时长th，并且处于在sr开关管从关断状态变为导通状态的时刻开始的、持续时间等于k
·
tdem(n-1)的时段(对应于图10所示的从时刻t1至t2之间的时间段)期间，则受干扰而中断的驱动会再次打出，使得sr开关管ms被重新导通，即从关断状态变为导通状态；其余情况下，sr开关管ms不再重新导通。
73.作为一个示例，预设时长th可以为例如200ns，其仅作为示例提供，而不应被解释为限制性的。
74.参见图11，图11示出了本发明实施例提供的驱动自恢复控制模块1224的结构示意图。
75.作为一个示例，该驱动自恢复控制模块1224可以包括：第一反相器210，第一端可以连接到驱动自恢复控制模块1224的第一端以接收turn on信号；驱动自恢复检测模块212，第一端可以连接到驱动自恢复控制模块1224的第二端以接收vd_in信号，第二端可以连接到驱动自恢复控制模块1224的第三端以接收dem信号；第一与门214，第一端可以连接到第一反相器210的第二端，第二端可以连接到驱动自恢复检测模块212的第三端以接收autor信号；第二反相器216，第一端可以连接到驱动自恢复控制模块1224的第四端以接收turn off信号；延迟模块218，第一端可以连接到驱动自恢复控制模块1224的第四端以接收turn off信号；第一触发器220，第一端可以连接到第一反相器210的第二端，第二端可以连接到延迟模块218的第二端，第三端可以连接到驱动自恢复控制模块1224的第三端以输出dem信号；第二触发器222，第一端可以连接到第一与门214的第三端，第二端可以连接到第二反相器216的第二端；以及第二与门224，第一端可以连接到第一触发器220的第三端，第二端可以连接到第二触发器222的第三端以接收sr_pre信号，第三端可以连接到驱动自恢复控制模块1224的第五端以输出sr信号。
76.其中，延迟模块218可以用于对输入信号turn off进行延时并反相之后输出给第一触发器220。当驱动自恢复控制模块1224的第一端处的turn on信号变为高电平时，经第一反相器210产生一个下降沿，输入到第一与门214之后，第一与门214也产生一个下降沿，因此第一触发器220、第二触发器222同时输出高电平，即dem、sr_pre信号同时变为高电平，则驱动自恢复控制模块1224的第五端处的sr信号为高电平，以控制sr开关管从关断状态变为导通状态。
77.当驱动自恢复控制模块1224的第四端处的turn off信号变为高电平时，该信号经过第二反相器216变为低电平，将第二触发器222的输出置为低电平，即第二触发器222的输出信号sr_pre变为低电平，则驱动自恢复控制模块1224的第五端处的sr变为低电平，以控制sr开关管从导通状态变为关断状态，同时turn off信号输入到延迟模块218，如果turn off信号保持高电平的时间小于延迟模块218的延时时间(例如，300ns)，则延迟模块218的输出保持不变，第一触发器220的输出信号dem不会变为低电平，仍保持高电平状态，只有turn off信号保持高电平的时间大于延迟模块218的延时时间(例如，300ns)，第一触发器220的输出dem才会翻转为低电平。
78.因此，当sr开关管的漏极电压与源极电压之间的差值vds受pfc或dc-dc gate干扰而产生尖刺时，尖刺持续时间一般很短，这样即使turn off信号变为高电平，其持续时间也
会很短，第一触发器220的输出信号dem不会翻转，仍保持高电平状态，而第二触发器222的输出信号sr_pre会翻转为低电平，sr变为低电平，以控制sr开关管从导通状态变为关断状态，之后退磁电流只能流经sr开关管ms的体二极管续流，则sr开关管ms的漏极电压与源极电压之间的电压差值vds会再次掉到开启控制阈值vt(on)以下，此时驱动自恢复检测模块212可以通过将vd_in(此时等于vds)与开启控制阈值vt(on)进行比较并计时，如果vds《vt(on)的持续时间大于th(例如，th＝200ns)，且处于sr开关管从关断状态变为导通状态的时刻开始的、持续时间等于k
·
tdem(n-1)的时段内，则驱动自恢复检测模块212的输出信号autor会翻转为低电平，第一与门214输出一个下降沿，第二触发器222的输出信号sr_pre会翻转为高电平，此时信号dem维持处于高电平状态，则信号sr变为高电平，受干扰而中断的驱动会再次打出，sr开关管重新导通。
79.此外，本发明实施例还提供了一种离线式反激功率变换器系统，包括如说明书中所述的sr控制器。
80.综上，本发明实施例提供的上述技术方案，能够提高sr控制器的抗干扰能力，具体地，上述技术方案可以确保sr开关管(sr mosfet或者gan)在整个退磁的绝大部分时间内保持处于导通状态，免受系统干扰而被误关断(例如，通过设置自适应关断阈值控制模块)，或者被误关断之后经过短暂延迟(th，例如，th＝200ns)可以再次导通(例如，通过设置驱动自恢复控制模块)，这极大地提高了sr开关管工作的稳定性，避免了由于干扰而导致的系统效率损失。
81.其中，针对自适应关断阈值控制模块，自适应关断阈值控制模块通过检测sr开关管的上一开关周期的退磁时间(tdem(n-1))，并取一定比例k(例如，k＝0.75)并计算二者之间的乘积k
·
tdem(n-1)，判断sr开关管的当前开关周期的导通时间ton(n)与k
·
tdem(n-1)之间的大小关系，其中：
82.如果ton(n)＞k
·
tdem(n-1)，则在sr开关管从关断状态变为导通状态的时刻开始的、持续时间等于k
·
tdem(n-1)的时段内，将用于控制sr开关管从导通状态变为关断状态的关断控制阈值设置为vth(off)(例如，+50mv)，而在sr开关管处于导通状态的其他时段内，将用于控制sr开关管从导通状态变为关断状态的关断控制阈值设置为vt(off)(例如，0mv)，其中vth(off)》vt(off)。
83.如果ton(n)≤k
·
tdem(n-1)，则在整个ton(n)内，将sr关断控制阈值保持vth(off)不变。
84.针对驱动自恢复控制模块，在sr开关管从关断状态变为导通状态的时刻开始的、持续时间等于k
·
tdem(n-1)的时段内，检测sr开关管的漏极电压与源极电压之间的差值vds是否小于vt(on)(例如，-200mv)，如果vds小于vt(on)的持续时间大于预设时长th(例如，th＝200ns)，则受干扰而中断的驱动会再次打出，使得sr开关管重新导通。
85.需要明确的是，本发明并不局限于上文所描述并在图中示出的特定配置和处理。为了简明起见，这里省略了对已知方法的详细描述。在上述实施例中，描述和示出了若干具体的步骤作为示例。但是，本发明的方法过程并不限于所描述和示出的具体步骤，本领域的技术人员可以在领会本发明的精神后，作出各种改变、修改和添加，或者改变步骤之间的顺序。
86.以上所述的结构框图中所示的功能块可以实现为硬件、软件、固件或者它们的组
合。当以硬件方式实现时，其可以例如是电子电路、专用集成电路(asic)、适当的固件、插件、功能卡等等。当以软件方式实现时，本发明的元素是被用于执行所需任务的程序或者代码段。程序或者代码段可以存储在机器可读介质中，或者通过载波中携带的数据信号在传输介质或者通信链路上传送。“机器可读介质”可以包括能够存储或传输信息的任何介质。机器可读介质的例子包括电子电路、半导体存储器设备、rom、闪存、可擦除rom(erom)、软盘、cd-rom、光盘、硬盘、光纤介质、射频(rf)链路，等等。
87.还需要说明的是，本发明中提及的示例性实施例，基于一系列的步骤或者装置描述一些方法或系统。但是，本发明不局限于上述步骤的顺序，也就是说，可以按照实施例中提及的顺序执行步骤，也可以不同于实施例中的顺序，或者若干步骤同时执行。
88.以上所述，仅为本发明的具体实施方式，所属领域的技术人员可以清楚地了解到，为了描述的方便和简洁，上述描述的系统、模块和单元的具体工作过程，可以参考前述方法实施例中的对应过程，在此不再赘述。应理解，本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到各种等效的修改或替换，这些修改或替换都应涵盖在本发明的保护范围之内。