电压转换器及控制方法、电池模块、电子设备和充电柜与流程

1.本技术涉及电子电力技术领域，尤其涉及一种电压转换器及控制方法、电池模块、电子设备和充电柜。


背景技术：

2.降压-升压(buck-boost)电路是一种常见的直流-直流电压(电流)转换电路，常被用于多种类型的电力系统内的电压转换器中。一般来说，buck-boost电路中包括多个开关管和电感，通过改变各个开关管的导通和关断，可以控制buck-boost电路中电感的充放电状态，从而实现电压转换。在buck-boost电路的一些应用场景中，buck-boost电路一直工作于非连续导通模式。然而，这种场景下的buck-boost电路的四个开关管均为高频开关，开关管的损耗非常大。在另一种场景下，buck-boost电路一直工作于连续导通模式。在这种场景下，当buck-boost电路的负载较小时，其负向电流比较大，导通损耗和开关损耗较大，工作效率低。


技术实现要素：

3.有鉴于此，本技术提供一种电压转换器及控制方法、电池模块、电子设备和充电柜，可以提升轻载模式和重载模式下的效率，减少电压纹波，避免在控制模式的切换过程中的输出电压的波动。
4.第一方面，本技术提供一种电压转换器，用于给负载供电，包括buck-boost电路和采样控制电路。buck-boost电路包括电压输入端、电压输出端、第一开关、第二开关、第三开关和第四开关，第一开关的输入端与电压输入端的正极相连，第二开关的输出端与电压输入端的负极相连，第三开关的输入端与电压输出端的正极相连，第四开关的输出端与电压输出端的负极相连。采样控制电路用于采样负载电流，还用于在电压输入端的输入电压小于电压输出端的输出电压且所述负载电流大于或等于电流阈值时，控制第一开关保持导通且第二开关保持关断，控制第四开关在第一时间段内导通并在第二时间段内关断，并使得第三开关在一个或多个开关周期内的导通时间增加；在电压输入端的输入电压小于电压输出端的输出电压且负载电流小于电流阈值时，控制第一开关保持导通且第二开关保持关断，控制第四开关在第一时间段内导通并在第二时间段内关断，并使得第三开关在一个或多个开关周期的导通时间减少。采用本技术的实施例，可以提升轻载模式和重载模式的效率，减少电压纹波，可以避免在控制模式的切换过程中的输出电压的波动。
5.作为一种可选的实现方式，所述采样控制电路还用于：在所述电压输入端的输入电压大于所述电压输出端的输出电压且所述负载电流大于或等于所述电流阈值时，控制所述第一开关和所述第二开关互补导通，控制所述第四开关保持关断，并使得所述第三开关在一个或多个开关周期内的导通时间增加。基于这样的设计，可以提高效率，并且还可以避免在控制模式的切换过程中的输出电压的波动，不需要额外增加硬件电路，降低成本。
6.作为一种可选的实现方式，所述采样控制电路还用于：在所述电压输入端的输入
电压大于所述电压输出端的输出电压且所述负载电流小于所述电流阈值时，控制所述第一开关和所述第二开关互补导通，控制所述第四开关保持关断，并使得所述第三开关在一个或多个开关周期的导通时间减少。这样可以避免在控制模式的切换过程中的输出电压的波动。
7.作为一种可选的实现方式，所述采样控制电路还用于：在所述电压输入端的输入电压大于所述电压输出端的输出电压且所述负载电流大于或等于所述电流阈值时，控制所述第一开关在第一时间段内导通并在第二时间段内关断，控制所述第三开关保持导通且所述第四开关保持关断，并使得所述第二开关在一个或多个开关周期内的导通时间增加。这样可以提高效率，并且还可以避免在控制模式的切换过程中的输出电压的波动，不需要额外增加硬件电路，降低成本。
8.作为一种可选的实现方式，所述采样控制电路还用于：在所述电压输入端的输入电压大于所述电压输出端的输出电压且所述负载电流小于所述电流阈值时，控制所述第一开关在第一时间段内导通并在第二时间段内关断，控制所述第三开关保持导通且所述第四开关保持关断，并使得所述第二开关在一个或多个开关周期的导通时间减少。
9.第二方面，本技术还提供一种电压转换器的控制方法，所述控制方法可以适用于电压转换器中，电压转换器包括buck-boost电路和采样控制电路，buck-boost电路可以包括电压输入端、电压输出端、第一开关、第二开关、第三开关和第四开关，第一开关的输入端与电压输入端的正极相连，第二开关的输出端与电压输入端的负极相连，第三开关的输入端与电压输出端的正极相连，第四开关的输出端与电压输出端的负极相连，控制方法可以包括：采样负载电流；在电压输入端的输入电压小于电压输出端的输出电压且负载电流大于或等于电流阈值时，控制第一开关保持导通且第二开关保持关断，控制第四开关在第一时间段内导通并在第二时间段内关断，并使得第三开关在一个或多个开关周期的导通时间增加；在电压输入端的输入电压小于电压输出端的输出电压且负载电流小于所述电流阈值时，控制第一开关保持导通且第二开关保持关断，控制第四开关在每个工作周期内交替导通，并使得第三开关在一个或多个开关周期的导通时间减少。采用本技术的实施例，可以提升轻载模式和重载模式的效率，减少电压纹波，可以避免在控制模式的切换过程中的输出电压的波动。
10.作为一种可选的实现方式，所述控制方法还包括：在所述电压输入端的输入电压大于所述电压输出端的输出电压且所述负载电流大于或等于所述电流阈值时，控制所述第一开关和所述第二开关互补导通，控制所述第四开关保持关断，并使得所述第三开关在一个或多个开关周期的导通时间增加。这样可以提高效率，并且还可以避免在控制模式的切换过程中的输出电压的波动，不需要增加硬件电路。
11.作为一种可选的实现方式，所述控制方法还包括：在所述电压输入端的输入电压大于所述电压输出端的输出电压且所述负载电流小于所述电流阈值时，控制所述第一开关和所述第二开关互补导通，控制所述第四开关保持关断，并使得所述第三开关在一个或多个开关周期的导通时间减少。这样可以提高效率，并且还可以避免在控制模式的切换过程中的输出电压的波动，不需要增加硬件电路。
12.第三方面，本技术还提供一种电池模块，所述电池模块包括电芯单元和电压转换器；所述电芯单元用于为所述电压转换器供电；所述电压转换器包括buck-boost电路和采
样控制电路。buck-boost电路包括电压输入端、电压输出端、第一开关、第二开关、第三开关和第四开关，第一开关的输入端与电压输入端的正极相连，第二开关的输出端与电压输入端的负极相连，第三开关的输入端与电压输出端的正极相连，第四开关的输出端与电压输出端的负极相连。采样控制电路用于采样负载电流。采样控制电路还用于：在电压输入端的输入电压小于电压输出端的输出电压且负载电流大于或等于电流阈值时，控制第一开关保持导通且第二开关保持关断，控制第四开关在第一时间段内导通并在第二时间段内关断，并使得第三开关在一个或多个开关周期内的导通时间增加。在电压输入端的输入电压小于电压输出端的输出电压且负载电流小于所述电流阈值时，控制第一开关保持导通且第二开关保持关断，控制第四开关在第一时间段内导通并在第二时间段内关断，并使得第三开关在一个或多个开关周期的导通时间减少。采用本技术的实施例，可以提升轻载模式和重载模式的效率，减少电压纹波，可以避免在控制模式的切换过程中的输出电压的波动。
13.作为一种可选的实现方式，所述采样控制电路还用于：在所述电压输入端的输入电压大于所述电压输出端的输出电压且所述负载电流大于或等于所述电流阈值时，控制所述第一开关和所述第二开关互补导通，控制所述第四开关保持关断，并使得所述第三开关在一个或多个开关周期内的导通时间增加。基于这样的设计，可以提高效率，并且还可以避免在控制模式的切换过程中的输出电压的波动，不需要额外增加硬件电路，降低成本。
14.作为一种可选的实现方式，所述采样控制电路还用于：在所述电压输入端的输入电压大于所述电压输出端的输出电压且所述负载电流小于所述电流阈值时，控制所述第一开关和所述第二开关互补导通，控制所述第四开关保持关断，并使得所述第三开关在一个或多个开关周期的导通时间减少。基于这样的设计，可以提高效率，并且还可以避免在控制模式的切换过程中的输出电压的波动，不需要增加硬件电路，降低成本。
15.第四方面，本技术还提供一种电子设备，包括如上述所述的电池模块或者如上述所述的电压转换器。
16.第五方面，本技术还提供一种充电柜，所述充电柜包括电源模块和如上述所述的电压转换器，所述电源模块用于为所述电压转换器供电。
17.本技术实施例提供的电压转换器及控制方法、电池模块、电子设备和充电柜，可以提升轻载模式和重载模式下的效率，减少电压纹波，避免在控制模式的切换过程中的输出电压的波动。
附图说明
18.图1为本技术实施例提供的一种电压转换器的应用环境示意图。
19.图2为本技术实施例提供的电压转换器的另一应用环境示意图。
20.图3为本技术实施例提供的buck-boost电路的电路示意图。
21.图4a为电压转换器为boost模式且重载模式时的开关时序图。
22.图4b-4f为本技术的电压转换器为boost模式且重载模式时的示意图。
23.图5a为电压转换器为buck模式且重载模式时的开关时序图。
24.图5b-5f为本技术的电压转换器为buck模式且重载模式时的示意图。
25.图6a为电压转换器为buck模式且重载模式时的另一开关时序图。
26.图6b-6f为本技术的电压转换器为buck模式且重载模式时的另一示意图。
boost电路10中的多个开关进行控制。
43.请参阅图3，图3所示为本技术的另一个实施例提供的电压转换器100的示意图。
44.本实施例中，所述buck-boost电路10可以包括电压输入端v
in
、电压输出端v
out
、开关q1、开关q2、开关q3、开关q4、电感l1、电容c1以及电容c2。
45.可以理解，在一个实施例中，所述电压输入端v
in
可以电连接于所述供电源200，所述电压输出端v
out
可以电连接于所述负载300。
46.本实施例中，所述开关q1的输入端可以与所述电压输入端v
in
的正极相连，所述开关q2的输出端可以与所述电压输入端v
in
的负极相连，所述开关q3的输入端可以与所述电压输出端v
out
的正极相连，所述开关q4的输出端可以与所述电压输出端v
out
的负极相连。
47.如图3所示，所述开关q1的第一端可以连接于所述采样控制电路20，所述开关q1的第二端可以电连接于所述电压输入端v
in
的正极和所述电容c1的第一端，所述开关q1的第三端可以电连接于所述开关q2的第二端。所述开关q1的第二端还可以电连接于二极管d1的阴极，所述开关q1的第三端还可以电连接于二极管d1的阳极。其中，所述二极管d1为所述开关q1的寄生二极管。
48.可以理解，所述采样控制电路20可以电连接于所述开关q1的第一端或者信号连接于所述开关q1的第一端，所述开关q1的第一端可以作为所述开关q1的控制端。换而言之，所述采样控制电路20可以输出信号给所述开关q1的第一端，这样可以控制所述开关q1的状态。例如，所述采样控制电路20可以输出信号给所述开关q1的第一端，以控制所述开关q1导通或者关断。
49.所述开关q2的第一端可以连接于所述采样控制电路20，所述开关q2的第二端可以电连接于所述开关q1的第三端，所述开关q2的第三端可以电连接于所述电压输入端v
in
的负极和所述电容c1的第二端。所述开关q2的第二端还可以电连接于二极管d2的阴极，所述开关q2的第三端还可以电连接于二极管d2的阳极。其中，所述二极管d2为所述开关q2的寄生二极管。
50.可以理解，所述采样控制电路20可以电连接于所述开关q2的第一端或者信号连接于所述开关q2的第一端，所述开关q2的第一端可以作为所述开关q2的控制端。换而言之，所述采样控制电路20可以输出信号给所述开关q2的第一端，这样可以控制所述开关q2的状态。例如，所述采样控制电路20可以输出信号给所述开关q2的第一端，以控制所述开关q2导通或者关断。
51.所述开关q3的第一端可以连接于所述采样控制电路20，所述开关q3的第二端可以电连接于所述电压输出端v
out
的正极和所述电容c2的第一端，所述开关q3的第三端可以电连接于所述开关q4的第二端。所述开关q3的第二端还可以电连接于二极管d3的阴极，所述开关q3的第三端还可以电连接于二极管d3的阳极。其中，所述二极管d3为所述开关q3的寄生二极管。
52.可以理解，所述采样控制电路20可以电连接于所述开关q3的第一端或者信号连接于所述开关q3的第一端，所述开关q3的第一端可以作为所述开关q3的控制端。换而言之，所述采样控制电路20可以输出信号给所述开关q3的第一端，这样可以控制所述开关q3的状态。例如，所述采样控制电路20可以输出信号给所述开关q3的第一端，以控制所述开关q3导通或者关断。
53.所述开关q4的第一端可以连接于所述采样控制电路20，所述开关q4的第二端可以电连接于所述开关q3的第三端，所述开关q4的第三端可以电连接于所述电压输出端v
out
的负极和所述电容c2的第二端。所述开关q4的第二端还可以电连接于二极管d4的阴极，所述开关q4的第三端还可以电连接于二极管d4的阳极。其中，所述二极管d4为所述开关q4的寄生二极管。
54.可以理解，所述采样控制电路20可以电连接于所述开关q4的第一端或者信号连接于所述开关q4的第一端，所述开关q4的第一端可以作为所述开关q4的控制端。换而言之，所述采样控制电路20可以输出信号给所述开关q4的第一端，这样可以控制所述开关q4的状态。例如，所述采样控制电路20可以输出信号给所述开关q4的第一端，以控制所述开关q4导通或者关断。
55.所述电感l1的第一端可以电连接于所述开关q1的第三端与所述开关q2的第二端之间的节点，所述电感l1的第二端可以电连接于所述开关q3的第三端与所述开关q4的第二端之间的节点。可以理解，所述电容c1可以对所述buck-boost电路10的输入电压进行滤波，可以降低所述输入电压的纹波。所述电容c2可以对所述buck-boost电路10的输出电压进行滤波，使得所述buck-boost电路10还可以连续输出稳定的输出电压。
56.本技术实施例中，所述开关q1、所述开关q2、所述开关q3和所述开关q4均可以是金属氧化物半导体场效应管(metal-oxide-semiconductor field-effect transistor，mosfet)、绝缘栅双极型晶体管(insulated gate bipolar transistor，igbt)，晶闸管、双极型功率晶体管(bipolar power transistor)或宽禁带半导体场效应管中的任意一种。
57.可以理解，在一些可能的实现方式中，所述采样控制电路20可以包括控制器21和采样电路22。
58.其中，所述控制器21可以是能够生成控制信号的逻辑电路。例如，所述控制器21可以是通用中央处理器(central processing unit，cpu)、通用处理器、数字信号处理(digital signal processing,dsp)、专用集成电路(application specific integrated circuits，asic)、现场可编程门阵列(field programmable gate array，fpga)、微控制器(microcontroller unit，mcu)或者其他可编程逻辑器件、晶体管逻辑器件、硬件部件或者其任意组合。
59.本实施例中，所述采样电路22可以电连接于所述控制器21。所述采样电路22还可以电连接于所述buck-boost电路10的输出端，这样所述采样电路22可以采样负载电流，并将所述负载电流传输给所述控制器21。所述控制器21可以根据所述采样电流来控制所述buck-boost电路10中开关的状态。
60.基于图3示出的电压转换器，所述采样控制电路20可以通过控制开关q1-q4周期性的导通与关断，使得所述buck-boost电路10实现电压转换。
61.可以理解，所述buck-boost电路10可以根据不同的应用场景工作在buck(降压)模式、boost(升压)模式。例如，当所述buck-boost电路10的输入电压大于所述buck-boost电路10的输出电压时，所述buck-boost电路10工作在buck模式。当所述buck-boost电路10的输入电压小于所述buck-boost电路10的输出电压时，所述buck-boost电路10工作在boost模式。
62.以下将结合所述电压转换器100的多个不同的应用场景来阐述本技术的工作原
理。
63.请参阅图4a，图4a示出了电压转换器100工作在boost模式且负载电流从小到大的开关时序图。
64.所述开关q1-q4的时序控制可以参照下表1所示来实现。
65.表1
66.时间段开关q1开关q2开关q3开关q4t0-t1导通关断关断导通t1-t2导通关断部分导通关断t2-t3导通关断关断导通t3-t4导通关断导通关断t4-t5导通关断关断导通
67.在t0-t1时间段，所述控制器21可以控制所述开关q1和所述开关q4导通，所述开关q2和所述开关q3关断。此时，所述供电源200的电流可以对所述电感l1进行充电。其中，所述供电源200和所述第一电感l1的电流路径如图4b中的线路s41所示。
68.在t1-t2时间段，所述控制器21可以控制所述开关q1导通，所述开关q3部分导通，所述开关q2和所述开关q4关断。此时，所述电感l1进行充电，所述供电源200的电流可以流向所述电感l1后，部分电流流向所述开关q3，另一部分电流流向所述开关q3的寄生二极管，以为所述负载300供电。此时所述buck-boost电路10可以工作于非连续导通模式(discontinuous conduction mode，dcm)。其中dcm可以是指在一个开关周期内，电感电流总会为0，意味着电感被适当地复位，即开关管闭合时，电感电流为0。其中所述供电源200和所述第一电感l1的电流路径如图4c中的线路s42所示。
69.在t2-t3时间段，所述控制器21可以控制所述开关q1和所述开关q4导通，所述开关q2和所述开关q3关断。此时，所述供电源200的电流可以对所述电感l1进行充电。其中，所述供电源200和所述第一电感l1的电流路径如图4d中的线路s43所示。
70.在t3-t4时间段，所述控制器21可以控制所述开关q1和所述开关q3导通，所述开关q2和所述开关q4关断。此时，所述电感l1进行充电，所述供电源200的电流可以流向所述电感l1后，流向所述开关q3，以为所述负载300供电。此时，buck-boost电路10工作于连续导通模式(continuous conduction mode，ccm)。其中ccm可以是指在一个开关周期内，电感电流从不会到0，也可以理解为电感从不复位，即在开关周期内电感磁通从不回到0。其中，所述供电源200和所述第一电感l1的电流路径如图4e中的线路s44所示。可以理解，相较于在t1-t2时间段，所述控制器21可以使得所述开关q3在t3-t4时间段内的导通时间增加。
71.在t4-t5时间段，所述控制器21可以控制所述开关q1和所述开关q4导通，所述开关q2和所述开关q3关断。此时，所述供电源200的电流可以对所述电感l1进行充电。其中，所述供电源200和所述第一电感l1的电流路径如图4f中的线路s45所示。
72.可以理解，t0-t1时间段和t1-t2时间段为一个开关周期时间。t2-t3时间段和t3-t4时间段为一个开关周期时间。其中，t1-t2时间段在t0-t1时间段之后，t2-t3时间段在t1-t2时间段之后，t3-t4时间段在t2-t3时间段之后，t4-t5时间段在t3-t4时间段之后。
73.从上述图4a-图4f中可以看出，当所述电压输入端v
in
的输入电压小于所述电压输出端v
out
的输出电压且所述负载电流大于或等于电流阈值时，所述控制器21将会控制所述
开关q1保持导通且所述开关q2保持关断，所述开关q4在一个开关周期内的第一时间段内导通并在第二时间段内关断，所述控制器21还将使得所述开关q3在一个或多个开关周期内导通时间增加。
74.基于上述图4a-图4f实施例示出的电压转换器100，在所述电压转换器100处于boost模式且处于重载模式(即大负载情况)下，所述控制器21通过在一个或多个开关周期内增加所述开关q3的导通时间，来实现dcm到ccm之间的平滑切换，避免切换的过程中产生电流震荡，保证电压转换器的可靠性。
75.因此，在所述电压输入端v
in
的输入电压小于所述电压输出端v
out
的输出电压且所述负载电流小于所述电流阈值时，所述控制器21可以控制：所述开关q1保持导通且所述开关q2保持关断，所述开关q4在一个开关周期内的第一时间段内导通并在第二时间段内关断，所述控制器21还将使得所述开关q3在一个开关周期或者多个开个开关周期内导通时间减少。
76.基于上述实施例，在所述电压转换器100处于boost模式且处于轻载模式(即小负载情况)下，即负载电流从大到小时，所述控制器21可以通过在一个或多个开关周期内减少所述开关q3的导通时间，来实现ccm到dcm之间的平滑切换，防止切换的过程中产生电流震荡，这样可以保证电压转换器的可靠性。
77.请参阅图5a，图5a示出了电压转换器100工作在buck模式且负载电流从小到大时的开关时序图。所述开关q1-q4的时序控制可以参照下表2所示来实现。
78.表2
79.时间段开关q1开关q2开关q3开关q4t0-t1导通关断关断关断t1-t2断开导通部分导通关断t2-t3导通关断关断关断t3-t4关断导通导通关断t4-t5导通关断导通关断
80.在t0-t1时间段，所述控制器21可以控制所述开关q1导通，所述开关q2、所述开关q3和所述开关q4关断。此时，所述供电源200的电流可以对所述电感l1进行充电，所述供电源200的电流可以通过所述电感l1和所述开关q3的寄生二极管后，为所述负载300供电。其中，所述供电源200和所述第一电感l1的电流路径如图5b中的线路s51所示。
81.在t1-t2时间段，所述控制器21可以控制所述开关q1和所述开关q4关断，所述开关q2导通，所述开关q3部分导通。此时，所述电感l1进行放电，所述电感l1的部分电流流向所述开关q3，另一部分电流流向所述开关q3的寄生二极管d3，以为所述负载300供电。此时所述buck-boost电路10可以工作于dcm。其中，所述第一电感l1的电流路径如图5c中的线路s52所示。
82.在t2-t3时间段，所述控制器21可以控制所述开关q1导通，所述开关q2、所述开关q3和所述开关q4关断。此时，所述供电源200的电流可以对所述电感l1进行充电，所述供电源200的电流可以通过所述电感l1和所述开关q3的寄生二极管后，为所述负载300供电。其中，所述供电源200和所述第一电感l1的电流路径如图5d中的线路s53所示。
83.在t3-t4时间段，所述控制器21可以控制所述开关q1和所述开关q4关断，所述开关
q2和所述开关q3导通。此时，所述电感l1进行放电，所述电感l1的电流通过所述开关q3为所述负载300供电。此时，buck-boost电路10工作于ccm。其中，所述第一电感l1的电流路径如图5e中的线路s54所示。可以理解，相较于在t1-t2时间段，所述控制器21可以使得所述开关q3在t3-t4时间段内的导通时间增加。
84.在t4-t5时间段，所述控制器21可以控制所述开关q1和所述开关q3导通，所述开关q2和所述开关q4关断。此时，所述供电源200的电流可以对所述电感l1进行充电，所述供电源200的电流可以通过所述电感l1和所述开关q3为所述负载供电。其中，所述供电源200和所述第一电感l1的电流路径如图5f中的线路s55所示。
85.可以理解，t0-t1时间段和t1-t2时间段为一个开关周期时间。t2-t3时间段和t3-t4时间段为一个开关周期时间。其中，t1-t2时间段在t0-t1时间段之后，t2-t3时间段在t1-t2时间段之后，t3-t4时间段在t2-t3时间段之后，t4-t5时间段在t3-t4时间段之后。
86.从上述图5a-图5f中可以看出，当所述电压输入端v
in
的输入电压大于所述电压输出端v
out
的输出电压且所述负载电流大于或等于电流阈值时，所述控制器21将会控制：所述开关q1和所述开关q2互补导通，所述开关q4保持关断。所述控制器21还将使得所述开关q3在一个或多个开关周期内的导通时间增加。
87.基于上述图5a-图5f实施例示出的电压转换器100，在所述电压转换器100处于buck模式且处于重载模式(即大负载情况)下，所述控制器21可以通过在一个或多个开关周期内增加所述开关q3的导通时间，来实现dcm到ccm之间的平滑切换，防止切换的过程中产生电流震荡，保证电压转换器的可靠性。
88.可以理解，在所述电压输入端v
in
的输入电压大于所述电压输出端v
out
的输出电压且所述负载电流小于所述电流阈值时，所述控制器21可以控制：所述开关q1和所述开关q2互补导通，所述开关q4保持关断。所述控制器21还将使得所述开关q3在一个开关周期或者多个开关周期内的导通时间减少。
89.基于上述实施例，在所述电压转换器100处于buck模式且处于轻载模式(即小负载情况)下，所述控制器21可以通过在一个或多个开关周期内减少所述开关q3的导通时间，来实现ccm到dcm之间的平滑切换，防止切换的过程中产生电流震荡，这样可以保证电压转换器的可靠性。
90.请参阅图6a，图6a示出了电压转换器100工作在buck模式且负载电流从小到大时的另一开关时序图。
91.所述开关q1-q4的时序控制可以参照下表3所示来实现。
92.表3
93.时间段开关q1开关q2开关q3开关q4t0-t1导通关断导通关断t1-t2关断部分导通导通关断t2-t3导通关断导通关断t3-t4关断导通导通关断t4-t5导通关断导通关断
94.在t0-t1时间段，所述控制器21可以控制所述开关q1和所述开关q3导通，所述开关q2和所述开关q4关断。此时，所述供电源200的电流可以对所述电感l1进行充电，所述供电
源200的电流可以通过所述电感l1和所述开关q3后，为所述负载300供电。其中，所述供电源200和所述第一电感l1的电流路径如图6b中的线路s61所示。
95.在t1-t2时间段，所述控制器21可以控制所述开关q1和所述开关q4关断，所述开关q2部分导通，所述开关q3导通。此时，所述电感l1进行放电，所述电感l1的电流通过所述开关q3后，以为所述负载300供电，并通过所述开关q2的寄生二极管d2后回流到所述电感l1。此时，所述buck-boost电路10可以工作于dcm。其中，所述第一电感l1的电流路径如图6c中的线路s62所示。
96.在t2-t3时间段，所述控制器21可以控制所述开关q1和所述开关q3导通，所述开关q2和所述开关q4关断。此时，所述供电源200的电流可以对所述电感l1进行充电，所述供电源200的电流可以通过所述电感l1和所述开关q3后，为所述负载300供电。其中，所述供电源200和所述第一电感l1的电流路径如图6d中的线路s63所示。
97.在t3-t4时间段，所述控制器21可以控制所述开关q1和所述开关q4关断，所述开关q2和所述开关q3导通。此时，所述电感l1进行放电，所述电感l1的电流通过所述开关q3为所述负载300供电，并通过所述开关q2后回流到所述电感l1。此时，buck-boost电路10工作于ccm。其中，所述第一电感l1的电流路径如图6e中的线路s64所示。可以理解，相较于在t1-t2时间段，所述控制器21可以使得所述开关q2在t3-t4时间段内的导通时间增加。
98.在t4-t5时间段，所述控制器21可以控制所述开关q1和所述开关q3导通，所述开关q2和所述开关q4关断。此时，所述供电源200的电流可以对所述电感l1进行充电，所述供电源200的电流可以通过所述电感l1和所述开关q3为所述负载300供电。其中，所述供电源200和所述第一电感l1的电流路径如图6f中的线路s65所示。
99.可以理解，t0-t1时间段和t1-t2时间段为一个开关周期时间。t2-t3时间段和t3-t4时间段为一个开关周期时间。其中，t1-t2时间段在t0-t1时间段之后，t2-t3时间段在t1-t2时间段之后，t3-t4时间段在t2-t3时间段之后，t4-t5时间段在t3-t4时间段之后。
100.从上述图6a-图6f中可以看出，当所述电压输入端v
in
的输入电压大于所述电压输出端v
out
的输出电压且所述负载电流大于或等于电流阈值时，所述控制器21将会控制：所述开关q3保持导通，所述开关q4保持关断，所述开关q1在开关周期的第一时间段内导通并在第二时间段内关断，所述控制器21还可以使得所述开关q2在一个或多个开关周期内的导通时间增加。
101.基于上述图6a-图6f实施例示出的电压转换器100，在所述电压转换器100处于buck模式且处于重载模式(即大负载情况)下，所述控制器21通过在一个或多个开关周期内增加所述开关q2的导通时间，来实现dcm到ccm之间的平滑切换，防止切换的过程中产生电流震荡，保证电压转换器的可靠性。
102.可以理解，在所述电压输入端v
in
的输入电压大于所述电压输出端v
out
的输出电压且所述负载电流小于所述电流阈值时，所述控制器21可以控制：所述开关q3保持导通，所述开关q4保持关断，所述开关q1在开关周期的第一时间段内导通并在第二时间段内关断，所述控制器21还可以使得所述开关q2在一个或多个开关周期内的导通时间减少。
103.基于上述实施例，在所述电压转换器100处于buck模式且处于轻载模式(即小负载情况)下，所述控制器21可以通过在一个或多个开关周期内减少所述开关q2的导通时间，来实现ccm到dcm之间的平滑切换，防止切换的过程中产生电流震荡，这样可以保证电压转换
器的可靠性。
104.请参阅图7，图7为本技术的一个实施例提供的一种电压转换器的控制方法的流程图。所述控制方法可以应用于所述电压转换器100中，所述控制方法包括以下步骤：
105.步骤s71：采样负载电流。
106.以图3示出的电压转换器100为例进行说明。
107.可以理解，所述采样电路22可以电连接于所述buck-boost电路10的输出端，这样所述采样电路22可以采样负载电流，并将采样到的所述负载电流传输给所述控制器21。所述控制器21可以根据所述采样电流来控制所述buck-boost电路10中开关的状态。
108.步骤s72：若所述电压输入端的输入电压小于所述电压输出端的输出电压且所述负载电流大于或等于电流阈值，控制第一开关保持导通且第二开关保持关断，控制第四开关在第一时间段内导通并在第二时间段内关断，并使得第三开关在一个或多个开关周期内的导通时间增加。
109.以下将结合图4a-4f，阐述电压输入端的输入电压小于所述电压输出端的输出电压且所述负载电流大于或等于电流阈值时的控制方法。
110.如图4a所示，在t0-t1时间段，所述控制器21可以控制所述开关q1和所述开关q4导通，所述开关q2和所述开关q3关断。此时，所述供电源200的电流可以对所述电感l1进行充电。其中，所述供电源200和所述第一电感l1的电流路径如图4b中的线路s41所示。
111.如图4a所示，在t1-t2时间段，所述控制器21可以控制所述开关q1导通，所述开关q3部分导通，所述开关q2和所述开关q4关断。此时，所述电感l1进行充电，所述供电源200的电流可以流向所述电感l1后，部分电流流向所述开关q3，另一部分电流流向所述开关q3的寄生二极管，以为所述负载300供电。此时所述buck-boost电路10可以工作于dcm。其中所述供电源200和所述第一电感l1的电流路径如图4c中的线路s42所示。
112.如图4a所示，在t2-t3时间段，所述控制器21可以控制所述开关q1和所述开关q4导通，所述开关q2和所述开关q3关断。此时，所述供电源200的电流可以对所述电感l1进行充电。其中，所述供电源200和所述第一电感l1的电流路径如图4d中的线路s43所示。
113.如图4a所示，在t3-t4时间段，所述控制器21可以控制所述开关q1和所述开关q3导通，所述开关q2和所述开关q4关断。此时，所述电感l1进行充电，所述供电源200的电流可以流向所述电感l1后，流向所述开关q3，以为所述负载300供电。此时，buck-boost电路10工作于ccm。其中，所述供电源200和所述第一电感l1的电流路径如图4e中的线路s44所示。可以理解，相较于在t1-t2时间段，所述控制器21可以使得所述开关q3在t3-t4时间段内的导通时间增加。
114.如图4a所示，在t4-t5时间段，所述控制器21可以控制所述开关q1和所述开关q4导通，所述开关q2和所述开关q3关断。此时，所述供电源200的电流可以对所述电感l1进行充电。其中，所述供电源200和所述第一电感l1的电流路径如图4f中的线路s45所示。
115.从上述图4a-图4f中可以看出，当所述电压输入端v
in
的输入电压小于所述电压输出端v
out
的输出电压且所述负载电流大于或等于电流阈值时，所述控制器21将会控制所述开关q1保持导通且所述开关q2保持关断，所述开关q4在一个开关周期内的第一时间段内导通并在第二时间段内关断，所述控制器21还将使得所述开关q3在一个或多个开关周期内导通时间增加。基于上述图4a-图4f实施例示出的电压转换器100，在所述电压转换器100处于
boost模式且处于重载模式(即大负载情况)下，所述控制器21通过增加所述开关q3的导通时间，来实现dcm到ccm之间的平滑切换，防止切换的过程中产生电流震荡，保证电压转换器的可靠性。
116.步骤s73：若电压输入端的输入电压小于电压输出端的输出电压且负载电流小于电流阈值，控制第一开关保持导通且第二开关保持关断，控制第四开关在每个工作周期内交替导通，并使得第三开关在一个或多个开关周期的导通时间减少。
117.步骤s74：若电压输入端的输入电压大于电压输出端的输出电压且负载电流大于或等于电流阈值，控制第一开关和第二开关互补导通，控制第四开关保持关断，并使得第三开关在一个或多个开关周期内的导通时间增大。
118.以下将结合图5a-5f，阐述电压输入端的输入电压大于电压输出端的输出电压且负载电流大于或等于电流阈值时的控制方法。
119.如图5a所示，在t0-t1时间段，所述控制器21可以控制所述开关q1导通，所述开关q2、所述开关q3和所述开关q4关断。此时，所述供电源200的电流可以对所述电感l1进行充电，所述供电源200的电流可以通过所述电感l1和所述开关q3的寄生二极管后，为所述负载300供电。其中，所述供电源200和所述第一电感l1的电流路径如图5b中的线路s51所示。
120.如图5a所示，在t1-t2时间段，所述控制器21可以控制所述开关q1和所述开关q4关断，所述开关q2导通，所述开关q3部分导通。此时，所述电感l1进行放电，所述电感l1的部分电流流向所述开关q3，另一部分电流流向所述开关q3的寄生二极管，以为所述负载300供电。此时所述buck-boost电路10可以工作于dcm。其中，所述第一电感l1的电流路径如图5c中的线路s52所示。
121.如图5a所示，在t2-t3时间段，所述控制器21可以控制所述开关q1导通，所述开关q2、所述开关q3和所述开关q4关断。此时，所述供电源200的电流可以对所述电感l1进行充电，所述供电源200的电流可以通过所述电感l1和所述开关q3的寄生二极管后，为所述负载300供电。其中，所述供电源200和所述第一电感l1的电流路径如图5d中的线路s53所示。
122.如图5a所示，在t3-t4时间段，所述控制器21可以控制所述开关q1和所述开关q4关断，所述开关q2和所述开关q3导通。此时，所述电感l1进行放电，所述电感l1的电流通过所述开关q3为所述负载300供电。此时，buck-boost电路10工作于ccm。其中，所述第一电感l1的电流路径如图5e中的线路s54所示。可以理解，相较于在t1-t2时间段，所述控制器21可以使得所述开关q3在t3-t4时间段内的导通时间增加。
123.如图5a所示，在t4-t5时间段，所述控制器21可以控制所述开关q1和所述开关q3导通，所述开关q2和所述开关q4关断。此时，所述供电源200的电流可以对所述电感l1进行充电，所述供电源200的电流可以通过所述电感l1和所述开关q3为所述负载供电。其中，所述供电源200和所述第一电感l1的电流路径如图5f中的线路s55所示。
124.从上述图5a-图5f中可以看出，当所述电压输入端v
in
的输入电压大于所述电压输出端v
out
的输出电压且所述负载电流大于或等于电流阈值时，所述控制器21将会控制：所述开关q1和所述开关q2互补导通，所述开关q4保持关断。所述控制器21还将使得所述开关q3在一个或多个开关周期内的导通时间增加。基于上述图5a-图5f实施例示出的电压转换器100，在所述电压转换器100处于buck模式且处于重载模式(即大负载情况)下，所述控制器21可以通过增加所述开关q3的导通时间来实现dcm到ccm之间的平滑切换，防止切换的过程
中产生电流震荡，保证电压转换器的可靠性。
125.在另一种可能的实现方式中，若所述电压输入端的输入电压大于所述电压输出端的输出电压且所述负载电流大于或等于所述电流阈值，控制方法还可以为：控制所述第一开关在第一时间段内导通并在第二时间段内关断，控制所述第三开关保持导通且所述第四开关保持关断，并使得第二开关在一个或多个开关周期内的导通时间增加。
126.以下将结合图6a-6f，阐述上述的电压输入端的输入电压大于电压输出端的输出电压且负载电流大于或等于电流阈值时的控制方法。
127.如图6a所示，在t0-t1时间段，所述控制器21可以控制所述开关q1和所述开关q3导通，所述开关q2和所述开关q4关断。此时，所述供电源200的电流可以对所述电感l1进行充电，所述供电源200的电流可以通过所述电感l1和所述开关q3后，为所述负载300供电。其中，所述供电源200和所述第一电感l1的电流路径如图6b中的线路s61所示。
128.如图6a所示，在t1-t2时间段，所述控制器21可以控制所述开关q1和所述开关q4关断，所述开关q2部分导通，所述开关q3导通。此时，所述电感l1进行放电，所述电感l1的电流通过所述开关q3后，以为所述负载300供电，并通过所述开关q2的寄生二极管后回流到所述电感l1。此时，所述buck-boost电路10可以工作于dcm。其中，所述第一电感l1的电流路径如图6c中的线路s62所示。
129.如图6a所示，在t2-t3时间段，所述控制器21可以控制所述开关q1和所述开关q3导通，所述开关q2和所述开关q4关断。此时，所述供电源200的电流可以对所述电感l1进行充电，所述供电源200的电流可以通过所述电感l1和所述开关q3后，为所述负载300供电。其中，所述供电源200和所述第一电感l1的电流路径如图6d中的线路s63所示。
130.如图6a所示，在t3-t4时间段，所述控制器21可以控制所述开关q1和所述开关q4关断，所述开关q2和所述开关q3导通。此时，所述电感l1进行放电，所述电感l1的电流通过所述开关q3为所述负载300供电，并通过所述开关q2后回流到所述电感l1。此时，buck-boost电路10工作于ccm。其中，所述第一电感l1的电流路径如图6e中的线路s64所示。可以理解，相较于在t1-t2时间段，所述控制器21可以使得所述开关q2在t3-t4时间段内的导通时间增加。
131.如图6a所示，在t4-t5时间段，所述控制器21可以控制所述开关q1和所述开关q3导通，所述开关q2和所述开关q4关断。此时，所述供电源200的电流可以对所述电感l1进行充电，所述供电源200的电流可以通过所述电感l1和所述开关q3为所述负载300供电。其中，所述供电源200和所述第一电感l1的电流路径如图6f中的线路s65所示。
132.从上述图6a-图6f中可以看出，当所述电压输入端v
in
的输入电压大于所述电压输出端v
out
的输出电压且所述负载电流大于或等于电流阈值时，在另一种可能的实现方式中，所述控制器21可以控制：所述开关q3保持导通，所述开关q4保持关断，所述开关q1在开关周期的第一时间段内导通并在第二时间段内关断，所述控制器21还可以使得所述开关q2在一个或多个开关周期内的导通时间增加。
133.步骤s75：若电压输入端的输入电压大于电压输出端的输出电压且负载电流大于或等于电流阈值，控制第一开关和第二开关互补导通，控制第四开关保持关断，并使得第三开关在一个或多个开关周期内的导通时间减少。
134.可以理解，在另一种可能的实现方式中，电压输入端的输入电压大于电压输出端
的输出电压且负载电流大于或等于电流阈值时，控制方法还可以为，控制所述第一开关在第一时间段内导通并在第二时间段内关断，控制所述第三开关保持导通且所述第四开关保持关断，并使得第三开关在一个或多个开关周期内的导通时间减少。
135.可以理解，如图8所示，本技术的实施例提供一种电池模块400。所述电池模块400可以包括以上实施例中描述的电压转换器100以及电芯单元410。可以理解，本实施例中的所述电池模块400可以为具有升压或者降压功能的智能锂电模块。
136.如图8所示，在一种应用场景下，所述电池模块400可以电连接于负载300，所述电池模块400可以为所述负载300供电。例如，所述电池模块400可以为笔记本电脑、手机、相机或者平板电脑等负载进行供电。所述电芯单元410可以电连接于所述电压转换器100。所述电芯单元410可以输出第一电压给所述电压转换器100，所述电压转换器100可以将所述电芯单元410的第一电压转换为第二电压，例如，所述电压转换器100可以对第一电压进行降压处理，以转换为第二电压为所述负载300供电。
137.可以理解，在另一种应用场景下，所述电池模块400还可以电连接于充电器，即充电器可以电连接于所述电池模块400，这样充电器可以为所述电池模块400进行充电。举例说明，所述充电器可以输出第一电压给所述电压转换器100，所述电压转换器100可以对所述第一电压进行升压处理，以输出第二电压为所述电芯单元410进行充电。
138.请参阅图9，图9所示为上述实施例中的电池模块400应用于通信基站供电设备500的应用场景图。
139.所述通信基站供电设备500可以包括第一供电单元510、第二供电单元520、第三供电单元530、第一供电转换单元540、第二供电转换单元542、第三供电转换单元544、网管单元550、监控单元560、多个电池模块570和第一负载580、第二负载582和第三负载584。
140.所述第一供电单元510和所述第二供电单元520电连接于所述第一供电转换单元540和所述第二供电转换单元542，所述第三供电单元530电连接于所述第三供电转换单元544。其中，所述第一供电单元510可以为油机供电单元，所述第二供电单元520可以为交流供电单元。所述第一供电单元510和所述第二供电单元520可以用于为所述第一供电转换单元540和所述第二供电转换单元542供电。所述第三供电单元530可以为光伏供电单元，所述第三供电单元530可以用于为所述第三供电转换单元544供电。
141.本实施例中，所述第一供电转换单元540、第二供电转换单元542、第三供电转换单元544均可以电连接于第一负载580，所述第一供电转换单元540、第二供电转换单元542、第三供电转换单元544还可以通过开关s1电连接于所述第二负载582和所述第三负载584，并用于为所述第二负载582和所述第三负载584进行供电。其中，所述第一负载580可以为blvd负载，所述第二负载可以为一种5g负载，例如基站设备，所述第三负载584可以为2g负载、3g负载或4g负载中的任意一种，例如基站设备。
142.所述监控单元560可以通过can总线连接所述多个电池模块570、所述第一供电转换单元540、第二供电转换单元542和第三供电转换单元544。所述监控单元560可以获取所述第一供电转换单元540、第二供电转换单元542和第三供电转换单元544的状态，并将获取到的相关电源单元或电池模块的状态反馈给所述网管单元550。
143.所述监控单元560还可以通过开关s2连接于所述多个电池模块400。当所述监控单元560监控到所述第一供电转换单元540、第二供电转换单元542和第三供电转换单元544掉
电时，所述监控单元560控制所述开关s2导通，所述多个电池模块400可以作为备用电源，这样所述多个电池模块400可以为所述第一负载580、第二负载582和第三负载584供电。其中，图9所示的应用场景仅示出4个电池模块400为例进行说明，每个电池模块均可以通过开关s3电连接于开关s2。因此，通过控制开关s3的状态，可以控制接入通信基站供电设备500的电池模块的数量。所述开关s3可以为按钮开关。
144.请参阅图10，本技术的实施例提供一种电子设备600。所述电子设备600可以包括以上实施例中描述的电池模块40。
145.可以理解，在一些其他的实施例中，所述电子设备600也可以包括上述实施例中描述的电压转换器100。
146.在一些实施例中，所述电子设备600可以是电动汽车和通信电源供电设备等用电设备。所述电子设备600还可以是光伏电站。本技术实施例提供的电池模块可以应用于所述电子设备600中。举例说明，如图10所示，所述电子设备600可以包括电池模块400和负载610。所述电池模块400用于接收输入电压，并提供输出电压给负载610供电。所述电子设备600的负载610可以包括用电装置、储能装置或外接设备中的一种或多种。在一种实施例中，所述负载610可以是所述电子设备600的用电装置。
147.请参阅图11，本技术的实施例提供一种充电柜700。所述充电柜700可以包括以上实施例中描述的电压转换器100以及电源模块710。所述电源模块710可以用于为所述电压转换器100供电。
148.以上所述，仅是本技术的较佳实施方式而已，并非对本技术任何形式上的限制，虽然本技术已是较佳实施方式揭露如上，并非用以限定本技术，任何熟悉本专业的技术人员，在不脱离本技术技术方案范围内，当可利用上述揭示的技术内容做出些许更动或修饰为等同变化的等效实施方式，但凡是未脱离本技术技术方案内容，依据本技术的技术实质对以上实施方式所做的任何简单修改、等同变化与修饰，均仍属于本技术技术方案的范围内。