一种用于储能系统的双向直流变换器的控制方法

1.本发明属于双向直流变换器技术领域，具体涉及一种用于储能系统的双向直流变换器的控制方法。


背景技术：

2.光伏、风电等新能源发电系统必须配备储能装置来储存和调节电能，以克服出力的波动性和随机性，向负载(如直流变换器、逆变器、直流微电网等)连续稳定供电。这些发电系统通常需要一个双向直流变换器作为储能装置接口。然而，储能装置(如蓄电池串)的输出电压较低，且其使用寿命与其电流纹波大小密切相关，因此双向直流变换器需要有较宽的电压增益范围和较小的电流纹波。目前，双向直流变换器主要分为两大类：隔离型和非隔离型。相较于前者，非隔离型双向直流变换器具有体积重量小、结构简单、成本低、效率高等诸多优势。
3.由于具有低压侧电流连续，高、低压侧共地，且器件数量少等优点，传统buck/boost双向变换器已成为应用最为广泛的非隔离型双向直流变换器。然而，其功率管承受较高的电压应力，需要采用高耐压的半导体器件，导致通态损耗较大，成本较高。此外，当传统buck/boost双向变换器运行在极端工况下时，其占空比在boost模式下将超过0.8，而在buck模式下将低于0.2。在这种极端运行条件下，会使变换器的电感和功率管的电流应力和通态损耗急剧上升，变换器效率明显下降。


技术实现要素：

4.有鉴于此，本发明提供一种用于储能系统的双向直流变换器的控制方法，该变换器的低压侧、高压侧电流均连续，且低压侧、高压侧共地，在boost模式下实现第一开关管s1、第二开关管s2的零电压开通(zero voltage switching,zvs)和零电压零电流(zero voltage zero current switching,zvzcs)关断，在buck模式下实现第一开关管s1、第三开关管s3的zvs开通和zvzcs关断，和传统buck/boost双向直流变换器相比，具有更强的升/降压能力和更低的开关管的电压应力，因此具有更高的变换效率、更小的滤波器体积和更高的可靠性。
5.为了实现上述目的，现提出如下方案：
6.一种用于储能系统的双向直流变换器的控制方法，所述双向直流变换器为高低压侧电流均连续的双向直流变换器，所述双向直流变换器包括：
7.第一电容c1、第二电容c2、第一电感l1、第二电感l2、第一开关管s1、第二开关管s2、第三开关管s3；
8.所述第一电感l1的第一端为低压侧的正极性端；
9.所述第一电感l1的第二端与所述第二电容c2的第二端、所述第二开关管s2的源极、所述第一开关管s1的漏极连接；
10.所述第二开关管s2的漏极与所述第一电容c1的第一端、所述第三开关管s3的源极
连接；
11.所述第三开关管s3的漏极与所述第二电容c2的第一端、所述第二电感l2的第一端连接；
12.所述第二电感l2的第二端为高压侧的正极性端；
13.所述第一开关管s1的源极为低压侧的负极性端，所述第一电容c1的第二端作为高压侧的负极性端，所述第一开关管s1的源极与所述第一电容c1的第二端连接；
14.所述控制方法具体包括以下步骤：
15.s1.将所述高压侧的电压采样值u
h,f
与基准值u
h,ref
比较，得到误差信号u
h,e
；
16.s2.将所述误差信号u
h,e
送至高压侧电压控制器，经过双向限幅环节，得到基准值i
l1,ref
；
17.s3.将基准值i
l1,ref
与第一电感l1的电流采样值i
l1,f
比较，得到的误差信号i
l1,e
送至低压侧电感电流控制器，经过单向限幅环节，得到调节信号ur；
18.s4.调节信号ur与单极性三角载波uc交截，产生pwm信号u
pwm
；
19.s5.将基准值i
l1,ref
送入过零比较器，得到模式选择信号u
mode
，所述模式选择信号u
mode
为所述双向直流变换器当前工作模式的判断信号；
20.s6.将pwm信号u
pwm
和模式选择信号u
mode
送入逻辑处理单元；
21.若模式选择信号u
mode
表示所述双向直流变换器工作在boost模式下，所述逻辑处理单元用于根据pwm信号u
pwm
确定第三开关管s3的驱动信号u
gs,s3
，使得第三开关管s3在pwm信号u
pwm
上升为高电平后延迟第二预设死区时间t
d2
开通，在pwm信号u
pwm
下降为低电平后延迟第二预设时间t2关断；将驱动信号u
gs,s3
取反并留第一预设死区时间t
d1
、第二预设死区时间t
d2
作为第二开关管s2的驱动信号u
gs,s2
；根据驱动信号u
gs,s3
确定第一开关管s1的驱动信号u
gs,s1
，使第一开关管s1在第三开关管s3开通后延迟第一预设时间t1开通，在第三开关管s3关断前提前第二预设时间t2关断；
22.若模式选择信号u
mode
表示所述双向直流变换器工作在buck模式下，所述逻辑处理单元用于根据pwm信号u
pwm
确定第一开关管s1的驱动信号u
gs,s1
、第三开关管s3的驱动信号u
gs,s3
，使得第一开关管s1、第三开关管s3在pwm信号u
pwm
上升为高电平后延迟第二预设死区时间t
d2
开通，在pwm信号u
pwm
下降为低电平后延迟第二预设时间t2关断；将驱动信号u
gs,s3
取反并留第一预设死区时间t
d1
、第二预设死区时间t
d2
作为第二开关管s2的驱动信号u
gs,s2
。
23.进一步的，所述逻辑处理单元包括：第一电位器rp1、第二电位器rp2、第三电位器rp3、第四电位器rp4、第一非门not1、第二非门not2、第三非门not3、第四非门not4、第五非门not5、第六非门not6、第七非门not7、第八非门not8、第一与门and1、第二与门and2、第一或门or1、第三电容c3、第四电容c4、第五电容c5、第六电容c6、第一二极管d1、第二二极管d2、第三二极管d3、第四二极管d4；第一非门not1的第一端与第三电位器rp3的第一端、第三二极管d3的阴极、第一电位器rp1的第一端、第一二极管d1的阴极连接；第一非门not1的第二端与第二电位器rp2的第一端、第二二极管d2的阴极连接；第二电位器rp2的第二端与第二非门not2的第一端、第二二极管d2的阳极、第四电容c4的第一端连接；第二非门not2的第二端与第三非门not3的第一端连接；第三电位器rp3的第二端与第四非门not4的第一端、第三二极管d3的阳极、第五电容c5的第一端连接；第四非门not4的第二端与第四电位器rp4的第一端、第四二极管d4的阴极连接；第四电位器rp4的第二端与第五非门not5的第一端、第四二极管d4的阳
极、第六电容c6的第一端连接；第五非门not5的第二端与第一与门and1的第一端连接；第六非门not6的第一端与第二与门and2的第一端连接；第六非门not6的第二端与第一与门and1的第二端连接；第一与门and1的第三端与第一或门or1的第一端连接；第二与门and2的第三端与第一或门or1的第二端连接；第一电位器rp1的第二端与第七非门not7的第一端、第一二极管d1的阳极、第三电容c3的第一端连接；第七非门not7的第二端与第八非门not8的第一端连接；第八非门not8的第二端与第二与门and2的第二端连接；第三电容c3的第二端与第四电容c4的第二端、第五电容c5的第二端、第六电容c6的第二端连接。
24.进一步的，所述逻辑处理单元中，第一电位器rp1用于设定第一预设时间t1与第二预设死区时间t
d2
的和；第二电位器rp2用于设定第二预设时间t2与第一预设死区时间t
d1
的和；第三电位器rp3用于设定第二预设死区时间t
d2
；第四电位器rp4用于设定第二预设时间t2。
25.进一步的，所述双向直流变换器在boost模式下可以实现所述第一开关管s1、第二开关管s2的零电压开通和零电压零电流关断，在buck模式下可以实现所述第一开关管s1、第三开关管s3的零电压开通和零电压零电流关断。
26.与现有技术相比，本发明提出的一种用于储能系统的双向直流变换器的控制方法具有以下技术效果：
27.1)与传统buck/boost双向变换器相比，该变换器具有连续的低压侧、高压侧电流，更强的升/降压能力和更低的电压应力，因此可以降低低压侧、高压侧的滤波电容量，减小体积，改善可靠性；可以避免工作在极端占空比，且能选用低额定电压和低通态电阻的功率器件，从而降低通态损耗和开关损耗。
28.2)与传统控制方法相比，所提控制方法可以在boost模式下实现第一开关管s1、第二开关管s2的zvs开通和zvzcs关断，在buck模式下实现第一开关管s1、第三开关管s3的zvs开通和zvzcs关断，从而进一步降低开关损耗，提高运行效率，且控制方法简单、易于实现。
附图说明
29.图1为本发明提供的一种用于储能系统的双向直流变换器的电路结构示意图；
30.图2为本发明提供的一种用于储能系统的双向直流变换器的系统控制策略框图；
31.图3为本发明提供的一种用于储能系统的双向直流变换器的逻辑处理电路；
32.图4为本发明提供的一种用于储能系统的双向直流变换器的逻辑处理电路各点的信号波形图；
33.图5为本发明提供的一种用于储能系统的双向直流变换器boost模式下的模态分析图；
34.图6为本发明提供的一种用于储能系统的双向直流变换器buck模式下的模态分析图；
35.图7为本发明提供的一种用于储能系统的双向直流变换器工作在boost和buck模式下一个开关周期内的主要波形图；
36.图8为本发明提供的一种用于储能系统的双向直流变换器工作在boost模式下的仿真波形图；
37.图9为本发明提供的一种用于储能系统的双向直流变换器工作在buck模式下的仿
真波形图；
38.图10为本发明提供的一种用于储能系统的双向直流变换器从boost模式切换到buck模式的动态调节仿真波形图；
39.图11为本发明提供的一种用于储能系统的双向直流变换器分别采用传统控制方法和所提控制方法时，工作在boost和buck模式下的仿真效率曲线。
具体实施方式
40.下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
41.图1所示为本发明提供的一种用于储能系统的双向直流变换器，双向直流变换器的两个端口分别与低压侧电源u
l
和高压侧电源uh连接；一种用于储能系统的双向直流变换器包括：第一电容c1、第二电容c2、第一电感l1、第二电感l2、第一开关管s1、第二开关管s2、第三开关管s3；第一电感l1的第一端为低压侧的正极性端；第一电感l1的第二端与第二电容c2的第二端、第二开关管s2的源极、第一开关管s1的漏极连接；第二开关管s2的漏极与第一电容c1的第一端、第三开关管s3的源极连接；第三开关管s3的漏极与第二电容c2的第一端、第二电感l2的第一端连接；第二电感l2的第二端为高压侧的正极性端；第一开关管s1的源极为低压侧的负极性端，第一电容c1的第二端作为高压侧的负极性端，第一开关管s1的源极与第一电容c1的第二端连接。
42.如图2所示，该双向直流变换器的控制方法包括如下步骤：
43.s1.将高压侧的电压采样值u
h,f
与基准值u
h,ref
比较，得到误差信号u
h,e
；
44.s2.将误差信号u
h,e
送至高压侧电压控制器，经过双向限幅环节，得到基准值i
l1,ref
；
45.s3.将基准值i
l1,ref
与第一电感l1的电流采样值i
l1,f
比较，得到的误差信号i
l1,e
送至低压侧电感电流控制器，经过单向限幅环节，得到调节信号ur；
46.s4.调节信号ur与单极性三角载波uc交截，产生pwm信号u
pwm
；
47.s5.将基准值i
l1,ref
送入过零比较器，得到模式选择信号u
mode
，模式选择信号u
mode
为双向直流变换器当前工作模式的判断信号；
48.s6.将pwm信号u
pwm
和模式选择信号u
mode
送入逻辑处理单元；
49.若模式选择信号u
mode
表示双向直流变换器工作在boost模式下，逻辑处理单元用于根据pwm信号u
pwm
确定第三开关管s3的驱动信号u
gs,s3
，使得第三开关管s3在pwm信号u
pwm
上升为高电平后延迟第二预设死区时间t
d2
开通，在pwm信号u
pwm
下降为低电平后延迟第二预设时间t2关断；将驱动信号u
gs,s3
取反并留第一预设死区时间t
d1
、第二预设死区时间t
d2
作为第二开关管s2的驱动信号u
gs,s2
；根据驱动信号u
gs,s3
确定第一开关管s1的驱动信号u
gs,s1
，使第一开关管s1在第三开关管s3开通后延迟第一预设时间t1开通，在第三开关管s3关断前提前第二预设时间t2关断；
50.若模式选择信号u
mode
表示双向直流变换器工作在buck模式下，逻辑处理单元用于根据pwm信号u
pwm
确定第一开关管s1的驱动信号u
gs,s1
、第三开关管s3的驱动信号u
gs,s3
，使得
第一开关管s1、第三开关管s3在pwm信号u
pwm
上升为高电平后延迟第二预设死区时间t
d2
开通，在pwm信号u
pwm
下降为低电平后延迟第二预设时间t2关断；将驱动信号u
gs,s3
取反并留第一预设死区时间t
d1
、第二预设死区时间t
d2
作为第二开关管s2的驱动信号u
gs,s2
。
51.图3所示为一种用于储能系统的双向直流变换器的逻辑处理电路，其各点的信号波形如图4所示，具体包括第一电位器rp1、第二电位器rp2、第三电位器rp3、第四电位器rp4、第一非门not1、第二非门not2、第三非门not3、第四非门not4、第五非门not5、第六非门not6、第七非门not7、第八非门not8、第一与门and1、第二与门and2、第一或门or1、第三电容c3、第四电容c4、第五电容c5、第六电容c6、第一二极管d1、第二二极管d2、第三二极管d3、第四二极管d4。
52.第一非门not1的第一端与第三电位器rp3的第一端、第三二极管d3的阴极、第一电位器rp1的第一端、第一二极管d1的阴极连接；第一非门not1的第二端与第二电位器rp2的第一端、第二二极管d2的阴极连接；第二电位器rp2的第二端与第二非门not2的第一端、第二二极管d2的阳极、第四电容c4的第一端连接；第二非门not2的第二端与第三非门not3的第一端连接；第三电位器rp3的第二端与第四非门not4的第一端、第三二极管d3的阳极、第五电容c5的第一端连接；第四非门not4的第二端与第四电位器rp4的第一端、第四二极管d4的阴极连接；第四电位器rp4的第二端与第五非门not5的第一端、第四二极管d4的阳极、第六电容c6的第一端连接；第五非门not5的第二端与第一与门and1的第一端连接；第六非门not6的第一端与第二与门and2的第一端连接；第六非门not6的第二端与第一与门and1的第二端连接；第一与门and1的第三端与第一或门or1的第一端连接；第二与门and2的第三端与第一或门or1的第二端连接；第一电位器rp1的第二端与第七非门not7的第一端、第一二极管d1的阳极、第三电容c3的第一端连接；第七非门not7的第二端与第八非门not8的第一端连接；第八非门not8的第二端与第二与门and2的第二端连接；第三电容c3的第二端与第四电容c4的第二端、第五电容c5的第二端、第六电容c6的第二端连接。
53.第一电位器rp1用于设定第一预设时间t1与第二预设死区时间t
d2
的和；第二电位器rp2用于设定第二预设时间t2与第一预设死区时间t
d1
的和；第三电位器rp3用于设定第二预设死区时间t
d2
；第四电位器rp4用于设定第二预设时间t2。
54.下面对图1所示的一种用于储能系统的双向直流变换器的工作过程进行说明。
55.为了简化分析，作如下假设：第一开关管s1、第二开关管s2、第三开关管s3、第一电容c1、第二电容c2、第一电感l1、第二电感l2均为理想器件；第一电容c1、第二电容c2足够大，可忽略电压纹波；低压侧电源u
l
负极为零电位参考点；第一开关管s1、第二开关管s2、第三开关管s3的体二极管分别为d
s1
、d
s2
、d
s3
。
56.基于上述假设，则进入稳态后，一种用于储能系统的双向直流变换器在boost模式下一个开关周期内的工作过程可分成6个模态，在buck模式下一个开关周期内的工作过程可分成4个模态。其在boost和buck模式下的工作过程分述如下。
57.(1)boost模式
58.该模式下，各模态的等效电路分别如图5(a)-(f)所示，一个开关周期内的主要波形如图7(a)所示。
59.t0时刻前，第二开关管s2的体二极管d
s2
已导通续流。
60.模态1，t0～t1阶段：(等效电路如图5(a)所示)
61.t0时刻，硬开通第三开关管s3，模态1开始。第二开关管s2的体二极管d
s2
被强迫关断；低压侧电源u
l
和第二电容c2经过第三开关管s3对第一电感l1、第一电容c1进行充电；第二电感l2对高压侧电源uh释放能量；第一电感电流i
l1
线性增大，第二电感电流i
l2
线性减小。此时，有：
[0062][0063]
式中，l1为第一电感，l2为第二电感，u
c1
为第一电容c1的端电压，uh为高压侧电压，u
l
为低压侧电压。
[0064]
模态2，t1～t2阶段：(等效电路如图5(b)所示)
[0065]
t1时刻，零电压开通第一开关管s1，模态2开始。低压侧电源u
l
经过第一开关管s1对第一电感l1充电；第二电感l2和第一电容c1一起对高压侧电源uh释放能量；第一电感电流i
l1
线性增大，第二电感电流i
l2
线性减小，其电流表达式与式(1)相同。
[0066]
模态3，t2～t3阶段：(等效电路如图5(c)所示)
[0067]
t2时刻，关断第一开关管s1，模态3开始。由于关断过程中，第一开关管s1的端电压被钳制在零，因此第一开关管s1实现了zvzcs关断。低压侧电源u
l
和第二电容c2经过第三开关管s3对第一电感l1、第一电容c1进行充电；第二电感l2对高压侧电源uh释放能量；第一电感电流i
l1
线性增大，第二电感电流i
l2
线性减小，其电流表达式与式(1)相同。
[0068]
模态4，t3～t4阶段：(等效电路如图5(d)所示)
[0069]
t3时刻，硬关断第三开关管s3，模态4开始。低压侧电源u
l
和第一电感l1经过第二开关管s2的体二极管d
s2
对第一电容c1释放能量，并联合第二电容c2对第二电感l2进行充电；第一电感电流i
l1
线性减小，第二电感电流i
l2
线性增大。此时，有：
[0070][0071]
式中，u
c2
为第二电容c2的端电压。
[0072]
模态5，t4～t5阶段：(等效电路如图5(e)所示)
[0073]
t4时刻，零电压开通第二开关管s2，模态5开始。低压侧电源u
l
和第一电感l1经过第二开关管s2对第一电容c1释放能量，并联合第二电容c2对第二电感l2进行充电；第一电感电流i
l1
线性减小，第二电感电流i
l2
线性增大，其电流表达式与式(2)相同。
[0074]
模态6，t5～t6阶段：(等效电路如图5(f)所示)
[0075]
t5时刻，关断第二开关管s2，模态6开始。由于关断过程中，第二开关管s2的端电压被钳制在零，因此第二开关管s2实现了zvzcs关断。低压侧电源u
l
和第一电感l1经过第二开关管s2的体二极管d
s2
对第一电容c1释放能量，并联合第二电容c2对第二电感l2进行充电；第一电感电流i
l1
线性减小，第二电感电流i
l2
线性增大，其电流表达式与式(2)相同。
[0076]
忽略死区时间，根据第一电感l1、第二电感l2的伏秒平衡、式(1)和(2)，可得：
[0077][0078]
式中，ts为开关周期，d1为第三开关管s3驱动信号的占空比；d2为第二开关管s2驱动信号的占空比。
[0079]
此外，由图5(b)可得：
[0080]uc1
＝u
c2
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(4)
[0081]
根据式(3)和(4)，可得本发明所提一种用于储能系统的双向直流变换器在boost模式下的电压增益为：
[0082][0083]
(2)buck模式
[0084]
该模式下，各模态的等效电路分别如图6(a)-(d)所示，一个开关周期内的主要波形如图7(b)所示。
[0085]
t0时刻前，第一开关管s1的体二极管d
s1
已导通续流。
[0086]
模态1，t0～t1阶段：(等效电路如图6(a)所示)
[0087]
t0时刻，零电压开通第一开关管s1、第三开关管s3，模态1开始。第二电容c2经过第三开关管s3对第一电容c1进行充电，高压侧电源uh对第二电感l2和第一电容c1进行充电；第一电感电流i
l1
反向线性减小，第二电感电流i
l2
反向线性增大，其电流表达式与式(1)相同。
[0088]
模态2，t1～t2阶段：(等效电路如图6(b)所示)
[0089]
t1时刻，关断第一开关管s1、第三开关管s3，模态2开始。由于关断过程中，第一开关管s1、第三开关管s3的端电压被钳制在0，故第一开关管s1、第三开关管s3为zvzcs关断。第一电感电流i
l1
的一部分经过第一开关管s1的体二极管d
s1
续流，高压侧电源uh对第二电感l2、第二电容c2充电；第一电感电流i
l1
反向线性减小，第二电感电流i
l2
反向线性增大，其电流表达式与式(1)相同。
[0090]
模态3，t2～t3阶段：(等效电路如图6(c)所示)
[0091]
t2时刻，硬开通第二开关管s2，模态3开始。第一电容c1经过第二开关管s2对第一电感l1进行充电，第二电感l2对第二电容c2、第一电感l1进行充电；第一电感电流i
l1
反向线性增大，第二电感电流i
l2
反向线性减小，其电流表达式与式(2)相同。
[0092]
模态4，t3～t4阶段：(等效电路如图6(d)所示)
[0093]
t3时刻，关断第二开关管s2，模态4开始。第一电感电流i
l1
的一部分经过第一开关管s1的体二极管d
s1
续流，高压侧电源uh对第二电感l2、第二电容c2充电；第一电感电流i
l1
反向线性减小，第二电感电流i
l2
反向线性增大，其电流表达式与式(1)相同。
[0094]
忽略死区时间，根据第一电感l1、第二电感l2的伏秒平衡、式(1)和(2)，可得：
[0095][0096]
根据式(4)和(6)，可得本发明所提一种用于储能系统的双向直流变换器在buck模式下的电压增益为：
[0097][0098]
此外，由模态分析可知，本发明所提一种用于储能系统的双向直流变换器中第一开关管s1、第二开关管s2和第三开关管s3的电压应力为：
[0099]us1
＝u
s2
＝u
s3
＝u
h-u
l
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(8)
[0100]
式中，u
s1
、u
s2
和u
s3
分别为第一开关管s1、第二开关管s2和第三开关管s3承受的电压应力。
[0101]
第一电容c1和第二电容c2的电压应力为：
[0102]uc1
＝u
c2
＝u
h-u
l
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(9)
[0103]
通常要求电感的电流峰峰值不超过其最大平均电流的30％来进行设计。此时，有：
[0104][0105]
式中，δi
l1
为第一电感l1的电流峰峰值；i
l1,max
为第一电感l1的最大平均电流；p
o,max
为最大输出功率；fs为开关频率。
[0106][0107]
式中，δi
l2
为第二电感l2的电流峰峰值；i
l2,max
为第二电感l2的最大平均电流。
[0108]
下面给出本发明的具体实施例。其设计指标如表1所示。
[0109]
表1设计指标
[0110][0111]
本发明基于表1所示的设计指标设计相关电感量。
[0112]
将表1所示参数代入式(10)和(11)，可得：
[0113][0114]
实际取第一电感l1＝0.6mh。
[0115][0116]
实际取第二电感l2＝2mh。
[0117]
通过开环仿真验证本发明所提变换器的稳态特性，具体技术指标和电路参数如下：开关频率fs＝100khz，低压侧电压u
l
＝120v，高压侧电压uh＝400v，最大输出功率p
o,max
＝500w；第一电容c1＝47μf、第二电容c2＝47μf；第一电感l1＝0.6mh、第二电感l2＝2mh；开关管采用apt40m70；第一预设死区时间t
d1
、第二预设死区时间t
d2
设置为200ns；第一预设时间t1、第二预设时间t2设置为50ns；占空比d1＝0.57。此时，boost模式下的理论电压增益g
boost
＝3.3。
[0118]
图8(a)为变换器工作在boost模式下时的高压侧电压uh、低压侧电压u
l
、第一电感电流i
l1
、第二电感电流i
l2
的仿真波形。可以看出，低压侧电压u
l
＝120v，高压侧电压uh＝400v，实际电压增益为uh/u
l
＝400/120≈3.3，实测占空比约为0.58，与理论值基本一致。第一电感电流i
l1
的平均值i
l1,avg
＝4.3a，第二电感电流i
l2
的平均值i
l2,avg
＝1.25a。图8(b)为变换器工作在boost模式下时的第一开关管s1的漏源极电压u
s1
、电流i
s1
波形。可以看出，第一开关管s1的电压应力为281.5v；第一开关管s1实现了zvs开通和zvzcs关断。图8(c)为变换器工作在boost模式下时的第二开关管s2的漏源极电压u
s2
、电流i
s2
波形。可以看出，第二开关管s2的电压应力为280.6v；第二开关管s2实现了zvs开通和zvzcs关断。图8(d)为变换器工作在boost模式下时的第三开关管s3的漏源极电压u
s3
、电流i
s3
波形。可以看出，第三开关管s3的电压应力为280.7v。
[0119]
图9(a)为变换器工作在buck模式下时的高压侧电压uh、低压侧电压u
l
、第一电感电流i
l1
、第二电感电流i
l2
的仿真波形。可以看出，低压侧电压u
l
＝120v，高压侧电压uh＝400v，实际电压增益为u
l
/uh＝120/400≈0.3，实测占空比约为0.42，与理论值基本一致。第一电感电流i
l1
的平均值i
l1,avg
＝-4.2a，第二电感电流i
l2
的平均值i
l2,avg
＝-1.3a。图9(b)为变换器工作在buck模式下时的第一开关管s1的漏源极电压u
s1
、电流i
s1
波形。可以看出，第一开关管s1的电压应力为279.5v；第一开关管s1实现了zvs开通和zvzcs关断。图9(c)为变换器工作在buck模式下时的第二开关管s2的漏源极电压u
s2
、电流i
s2
波形。可以看出，第二开关管s2的电压应力为279.9v；图9(d)为变换器工作在buck模式下时的第三开关管s3的漏源极电压u
s3
、电流i
s3
波形。可以看出，第三开关管s3的电压应力为279.6v；第三开关管s3实现了zvs开通和zvzcs关断。
[0120]
通过电压、电流双闭环仿真验证本发明所提控制方法的可行性，具体技术指标和电路参数如下：开关频率fs＝100khz，低压侧电压u
l
＝180v，高压侧电压uh＝400v，最大输出功率p
o,max
＝500w；第一电容c1＝47μf、第二电容c2＝47μf；第一电感l1＝0.6mh、第二电感l2＝2mh；第一预设死区时间t
d1
、第二预设死区时间t
d2
设置为200ns；第一预设时间t1、第二预设时间t2设置为50ns；高压侧电压pi控制器参数和低压侧电感电流pi控制器参数分别为：k
p1
＝0.1，k
i1
＝1000和k
p2
＝0.1，k
i2
＝300；pwm控制器增益为fm＝1/2.4。
[0121]
图10所示为变换器从boost模式切换到buck模式时的高压侧电压uh、第一电感电流i
l1
的仿真波形。可以看出，在200ms前，第一电感电流i
l1
的平均值i
l1,avg
＝3.58a，高压侧电压uh＝400v，表明变换器处于高压侧恒压控制，且工作在boost模式；300ms时进行模式切换，经过120ms的调节过程后，高压侧电压uh重新稳定在400v，超调量约为5.4％，第一电感电流i
l1
的平均值i
l1,avg
＝-2.6a，表明变换器进入buck模式，从而验证了本发明所提控制方法的可行性。
[0122]
图11(a)所示为变换器分别采用传统控制方法和所提控制方法时，工作在boost模式下的仿真效率曲线，可以看出，与传统控制方法相比，采用所提控制方法可以在整个负载和低压侧电压范围内均具有更高的运行效率。图11(b)所示为变换器分别采用传统控制方法和所提控制方法时，工作在buck模式下的仿真效率曲线，可以看出传统控制方法和所提控制方法的效率曲线重合，这是因为两种控制方法在buck模式下的驱动信号一样。此外，低压侧电压高的时候变换效率更高。这是因为随着低压侧电压的上升，开关管的电压应力和电流应力均下降，开关损耗和通态损耗降低。
[0123]
从上述仿真结果可以看出，本发明所提出的一种用于储能系统的双向直流变换器的控制方法具有以下优点：(1)与传统buck/boost双向变换器相比，所提变换器具有连续的低压侧、高压侧电流，更强的升/降压能力和更低的开关管电压应力，因此可以降低低压侧、高压侧的滤波电容量，减小体积，提高可靠性；可以避免变换器工作在极端占空比，且能选用低额定电压和低通态电阻的功率器件，从而降低通态损耗和开关损耗；(2)与传统控制方法相比，所提控制方法可以在boost模式下实现第一开关管s1、第二开关管s2的zvs开通和zvzcs关断，在buck模式下实现第一开关管s1、第三开关管s3的zvs开通和zvzcs关断，从而进一步降低开关损耗，提高运行效率，且控制方法简单、易于实现。
[0124]
需要说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个
……”
限定的要素，并不排除在包括要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。
[0125]
以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想，而非对其限制。应当指出，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以对本发明进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也落入本发明的保护范围内。