一种电动汽车IPMSM的无位置传感器全速域切换控制方法

一种电动汽车ipmsm的无位置传感器全速域切换控制方法
技术领域
1.本发明涉及电动汽车技术领域，具体来说是一种电动汽车ipmsm的无位 置传感器全速域切换控制方法。


背景技术：

2.电动汽车电机闭环控制需要精确获取电机转子位置和速度，传统电机控 制中通常采用常规机械式传感器。然而，不仅机械式传感器的接口电路和器件 本身会存在可靠性降低或者发生故障等问题，同时传感器的应用会增加电机空 间，增大汽车空间布局成本以及电机设计与维护成本。因此，避免使用机械式 传感器的无传感器控制技术，已逐步成为电动汽车驱动电机控制的研究热点。
3.电动汽车主要采用ipmsm作为驱动电机，因其具有构造简单、高功率密 度、高效率、启动转矩大等优点。ipmsm无传感器控制技术主要分为零低速范 围和中高速范围无传感器控制。零低速范围ipmsm无传感器控制，电机反电动 势较小，一般利用凸极效应获取转子位置信息，主要包括旋转高频电压注入法、 脉振高频电压注入法以及方波高频电压注入法。上述方法解调转子位置需要用 到滤波器，这将导致估计的转子信息有相位滞后问题，因此减少滤波器的使用 对估计精度的提高尤为重要。中高速范围，通过观测电机反电动势提取转子信 息，已有算法虽然均可实现转子信息估计，但也有一些问题。诸如扩展卡尔曼 滤波法雅可比矩阵的计算较为繁琐，降低了算法的实用性；模型参考自适应法 对自身参数变化的抗干扰性较低。电动汽车ipmsm全速域无传感器控制可以采 用开环启动结合反电动势观测法或者高频注入结合反电动势观测法。后者相较 于前者，低速阶段动态性能更好，所以对于动态性能要求较高场合一般选用高 频注入结合反电动势观测法。
4.为了实现全速域范围转子信息精确观测，需要实时监测ipmsm运行状态， 根据驾驶员需求转速，设计合适的零低速算法和中高速算法转速过渡区间切换 策略。传统的切换策略主要有滞环切换法、线性平均加权切换法。滞环切换法 能避免电机转速在过渡区间临界点处频繁切换，但是临界点的切换比例系数导 数达到无穷大，会造成估计时的抖振现象，切换平顺性较差；线性平均加权切 换法在临界点的切换比例系数导数同样存在突变现象，切换平顺性依然有待提 高。


技术实现要素：

5.本发明的目的是为了解决现有技术中无位置传感器全速域切换无法满足 实际使用需要的缺陷，提供一种电动汽车ipmsm的无位置传感器全速域切换控 制方法来解决上述问题。
6.为了实现上述目的，本发明的技术方案如下：
7.一种电动汽车ipmsm的无位置传感器全速域切换控制方法，包括以下步骤：
8.建立永磁同步电机同步旋转坐标系下数学模型；
9.电机零低速位置的估计：采用基于二阶广义积分器改进的脉振高频注入法 估计
电机零低速位置；
10.电机高速位置的估计：采用滑模观测器法估计电机中高速位置；
11.电动汽车ipmsm运行状态的监测：实时监测电动汽车ipmsm运行状态，包 括电机过流、过压、过温、电机负载状态，并实时监测驾驶员加速、制动指令， 由此确定电机目标转速值；
12.ipmsm无位置传感器的全速域切换：根据电动汽车ipmsm运行状态获得的 目标转速值，确定目标转速值是否在低速和高速过度区间内，设计切换比例系 数为光滑三次函数曲线的切换策略，并进行切换控制。
13.所述建立永磁同步电机同步旋转坐标系下数学模型步骤中，
14.将永磁同步电机同步旋转坐标系下的数学模型设计如下：
[0015][0016]
式中，ud、uq分别为定子电压d、q轴分量；id、iq分别为定子电流d、q 轴分量；r为定子电阻；d为微分算子；ld、lq分别为电感的d、q轴分量；ωe为电机电角速度；ψf为永磁体磁链。
[0017]
所述电机零低速位置的估计包括以下步骤：
[0018]
在高频信号作用下，忽略不计电机基波频率与电阻，将数学模型式(1) 电压方程化简为：
[0019][0020]
式中，u
dh
、u
qh
分别为同步旋转坐标系下的高频注入电压，i
dh
、i
qh
分别为 同步旋转坐标系下的高频响应电流；
[0021]
将同步旋转坐标系电压方程进行估计转子同步旋转坐标系变换，得到 高频注入电压和响应电流的关系为：
[0022][0023]
式中：l＝(ld+lq)/2，为平均电感；δl＝(lq–
ld)/2，为半差电感；为转子 估计误差角；分别为dq轴高频注入电压；分别为dq轴高频响 应电流；d为微分算子；
[0024]
设向估计轴注入的高频正弦电压信号为：
[0025][0026]
式中，uh和ωh分别为注入高频电压幅值和频率；
[0027]
将式(4)代入式(3)中，并求积分，得：
[0028][0029]
采用二阶广义积分器sogi代替传统带通滤波器提取轴高频响应电流， 设定sogi的传递函数h(s)为：
[0030][0031]
式中：k为自适应增益，取k＝0.5；ω0为提取频率值，ω0＝ωh；s为复变量；
[0032]
根据式(5)采用谐波消除法代替低通滤波器，提取转子位置估计误差，谐 波消除法表达式如下：
[0033][0034]
式中：如果调节使之为0，则也为0；
[0035]
利用直流分量采用pi调节器构成锁相环pll系统，观测出估计 转子信息，即电机零低速位置。
[0036]
所述电机高速位置的估计包括以下步骤：
[0037]
将电机同步旋转坐标系下的电压方程转换成静止坐标系下电压方程：
[0038][0039]
式中，u
α
、u
β
分别为静止坐标系下α、β轴电压；i
α
、i
β
为静止坐标系下α、 β轴电流；[e
α e
β
]
t
为扩展反电动势，r为定子电阻；d为微分算子；ld、lq分别为电感的d、q轴分量；ωe为电机电角速度；且满足：
[0040][0041]
式中，θe为电机电角度；
[0042]
将(10)式改写成状态方程的形式为：
[0043][0044]
式中，
[0045]
滑模观测器设计如下：
[0046][0047]
式中：为定子电流观测值；u
α
、u
β
为观测器输入值；
[0048]
为减小滑模观测器的抖振，设切换函数为tanh函数，则滑模控制律为：
[0049]
[0050]
式中，k为增益系数；
[0051]
h(x)为：
[0052][0053]
将式(10)和式(11)作差得：
[0054][0055]
式中，为定子电流观测误差；
[0056]
当状态变量后，得：
[0057][0058]
采用一阶低通滤波器对输出的信号进行处理，从而使得到的信号具有连续 性，即：
[0059][0060]
式中：ωc为一阶低通滤波器的截止角频率；s为复变量；
[0061]
获取高速位置估计结果，构造误差信号为：
[0062][0063]
式中：λ＝(l
d-lq)(ωei
d-diq)+ωeψf；为估计电角度；
[0064]
利用pll法获得电机的转子信息，即得到明确的高速位置估计结果。
[0065]
所述ipmsm无位置传感器的全速域切换包括以下步骤：
[0066]
假设电机零低速和中高速速度过度区间[n1,n2]切换比例系数为连续光滑的 高次曲线f(x)，设：
[0067]
f(x)＝anxn+a
n-1
x
n-1
+...+a2x2+a1x1+a0ꢀꢀ
(18)
[0068]
式中，an、a
n-1
、a2、a1、a0为系数，x为f(x)的变量；
[0069]
f(x)满足条件式(19):
[0070][0071]
其中，n1为低速算法切换临界点转速；n2为高速算法切换临界点转速；f(n1)、 f(n2)分别为n1、n2转速下切换比例值；为切换区间中点转速下切 换比例值；f'
(n1)、f'(n2)分别为n1、n2转速下切换比例导数值；
[0072]
将式(19)代入式(18)求解方程组，求得连续光滑高次函数为三次函数：
[0073][0074]
由式(20)设计切换比例系数为：
[0075][0076]
式中，nm为电机转子实际转速，λ1、λ2分别为零低速和中高速无位置传 感器控制算法位置估计权重系数；n1为低速算法切换临界点转速；n2为高速算 法切换临界点转速；
[0077]
最终转子转速和位置估计值为：
[0078][0079]
式中，分别为转子转速与位置估计值，分别为脉振高频电 压注入法与滑模观测器法的转子转速估计值，分别为脉振高频电压注入 法与滑模观测器法的转子位置估计值；
[0080]
获取电机目标转速值，将估计的转子转速、位置以及电机目标转速值送入 转速控制器和电流控制器，构成转速-电流双闭环控制，产生控制信号；电机 目标转速值在n1转速以下采用改进的脉振高频注入法，n1～n2之间采用三次函 数比例系数切换法，n2转速以上采用滑模观测器法。
[0081]
有益效果
[0082]
本发明的一种电动汽车ipmsm的无位置传感器全速域切换控制方法，与 现有技术相比设计了切换比例系数为光滑连续三次函数曲线的切换策略，相较 于传统的切换方法具有更高的估计精度，提高了速度切换平顺性和系统动态性 能。
[0083]
本发明针对高频注入法滤波器导致转子估计信息相位滞后问题，提出低 速无传感器控制采用基于二阶广义积分器和谐波消除的改进脉振高频电压注 入法；针对传统全速域无传感器控制算法零低速和中高速过渡区间切换比例导 数存在突变，系统平顺性较差的问题，设计了切换比例系数为光滑连续三次函 数曲线的切换策略。
附图说明
[0084]
图1为本发明的方法顺序图；
[0085]
图2为本发明方法的控制框图；
[0086]
图3为sogi模型框图；
[0087]
图4为零低速转子位置提取过程框图；
[0088]
图5为高速转子位置pll提取过程框图；
[0089]
图6为设计的三次函数速度切换比例系数图，其仿真实验中切换速度区 间为
[300,400]；
[0090]
图7为给定速度切换域目标转速350r/min，电机空载运行转子转速仿真 曲线图；
[0091]
图8为图7相同工况下的转子转速估计误差曲线图；
[0092]
图9为给定速度切换域目标转速350r/min、1.5s输入5n.m负载转矩、 电机转子转速仿真曲线图；
[0093]
图10、图11分别为图8相同工况下转子转速估计误差曲线和转子位置估 计误差曲线图。
具体实施方式
[0094]
为使对本发明的结构特征及所达成的功效有更进一步的了解与认识，用 以较佳的实施例及附图配合详细的说明，说明如下：
[0095]
如图1和图2所示，本发明所述的一种电动汽车ipmsm的无位置传感器 全速域切换控制方法，包括以下步骤：
[0096]
第一步，建立永磁同步电机同步旋转坐标系下数学模型。将永磁同步电 机同步旋转坐标系下的数学模型设计如下：
[0097][0098]
式中，ud、uq分别为定子电压d、q轴分量；id、iq分别为定子电流d、q 轴分量；r为定子电阻；d为微分算子；ld、lq分别为电感的d、q轴分量；ωe为电机电角速度；ψf为永磁体磁链。
[0099]
第二步，电机零低速位置的估计：采用基于二阶广义积分器改进的脉振高 频注入法估计电机零低速位置，有利于减小滤波器导致的转子估计位置相位滞 后问题，提高系统动态性能。
[0100]
(1)在高频信号作用下，忽略不计电机基波频率与电阻，将数学模型式 (1)电压方程化简为：
[0101][0102]
式中，u
dh
、u
qh
分别为同步旋转坐标系下的高频注入电压，i
dh
、i
qh
分别为 同步旋转坐标系下的高频响应电流。
[0103]
(2)将同步旋转坐标系电压方程进行估计转子同步旋转坐标系变换， 得到高频注入电压和响应电流的关系为：
[0104][0105]
式中：l＝(ld+lq)/2，为平均电感；δl＝(lq–
ld)/2，为半差电感；为转子 估计误差角；分别为dq轴高频注入电压；分别为dq轴高频响 应电流；d为微分算
子。
[0106]
(3)设向估计轴注入高频正弦电压信号为：
[0107][0108]
式中，uh和ωh分别为注入高频电压幅值和频率；
[0109]
将式(4)代入式(3)中，并求积分，得：
[0110][0111]
(4)为提高系统动态性能，减少滤波器导致的转子估计位置相位滞后问 题，采用二阶广义积分器sogi代替传统带通滤波器提取轴高频响应电流， sogi的控制框图如图3所示，设定sogi的传递函数h(s)为：
[0112][0113]
式中：k为自适应增益，取k＝0.5；ω0为提取频率值，ω0＝ωh；s为复变量。
[0114]
(5)为进一步提高系统动态性能，采用根据式(5)采用谐波消除法代替低 通滤波器，提取转子位置估计误差，谐波消除法的控制框图如图4所示，其表 达式如下：
[0115][0116]
式中：
[0117]
如果调节使之为0，则也为0；
[0118]
利用直流分量采用pi调节器构成锁相环pll系统，观测出估计转 子信息，即电机零低速位置。
[0119]
第三步，电机高速位置的估计：采用滑模观测器法估计电机中高速位置。
[0120]
其具体步骤如下：
[0121]
(1)将电机同步旋转坐标系下的电压方程转换成静止坐标系下电压方程：
[0122][0123]
式中，u
α
、u
β
分别为静止坐标系下α、β轴电压；i
α
、i
β
为静止坐标系下α、 β轴电流；[e
α e
β
]
t
为扩展反电动势，r为定子电阻；d为微分算子；ld、lq分别为电感的d、q轴分量；ωe为电机电角速度；且满足：
[0124][0125]
式中，θe为电机电角度。
[0126]
(2)将(10)式改写成状态方程的形式为：
[0127]
[0128]
式中，
[0129]
(3)滑模观测器设计如下：
[0130][0131]
式中：为定子电流观测值；u
α
、u
β
为观测器输入值。
[0132]
(4)为减小滑模观测器的抖振，设切换函数为tanh函数，则滑模控制律
[0133]
为：
[0134][0135]
式中，k为增益系数；
[0136]
h(x)为：
[0137][0138]
(5)将式(10)和式(11)作差得：
[0139][0140]
式中，为定子电流观测误差。
[0141]
(6)当状态变量后，得：
[0142][0143]
(6)采用一阶低通滤波器对输出的信号进行处理，从而使得到的信号具 有连续性，即:
[0144][0145]
式中：ωc为一阶低通滤波器的截止角频率；s为复变量。
[0146]
(7)获取高速位置估计结果，构造误差信号为：
[0147][0148]
式中：λ＝(l
d-lq)(ωei
d-diq)+ωeψf；为估计电角度；
[0149]
利用pll法获得电机的转子信息，即得到明确的高速位置估计结果。高速 算法pll提取转子位置框图如图5所示。
[0150]
第四步，电动汽车ipmsm运行状态的监测。实时监测电动汽车ipmsm运行 状态，包括电机过流、过压、过温、电机负载状态，并实时监测驾驶员加速、 制动指令，由此确定电机目标转速值。
[0151]
第五步，ipmsm无位置传感器的全速域切换。根据电动汽车ipmsm运行状 态获得的目标转速值，确定目标转速值是否在低速和高速过度区间内，设计切 换比例系数为光滑三次函数曲线的切换策略，并进行切换控制。实时监测驾驶 员加速、制动指令，由此确定电机目标转速值，同时根据目标转速值，进行全 速域切换控制；其能够提升电动汽车ipmsm无位置传感器全速域控制的切换平 顺性，提高转子位置和转速估计精度以及系统动态性能。
[0152]
ipmsm无位置传感器的全速域切换包括以下步骤：
[0153]
(1)假设电机零低速和中高速速度过度区间[n
1,
n2]切换比例系数为连续光 滑的高次曲线f(x)，设：
[0154]
f(x)＝anxn+a
n-1
x
n-1
+...+a2x2+a1x1+a0ꢀꢀ
(18)
[0155]
式中，an、a
n-1
、a2、a1、a0为系数，x为f(x)的变量；
[0156]
f(x)满足条件式(9):
[0157][0158]
其中，n1为低速算法切换临界点转速；n2为高速算法切换临界点转速；f(n1)、 f(n2)分别为n1、n2转速下切换比例值；为切换区间中点转速下切 换比例值；f'(n1)、f'(n2)分别为n1、n2转速下切换比例导数值。
[0159]
(2)将式(19)代入式(18)求解方程组，求得连续光滑高次函数为三次函数：
[0160][0161]
(3)由式(20)设计切换比例系数为：
[0162][0163]
式中，nm为电机转子实际转速，λ1、λ2分别为零低速和中高速无位置传 感器控制算法位置估计权重系数；n1为低速算法切换临界点转速；n2为高速算 法切换临界点转速。
[0164]
(4)最终转子转速和位置估计值为：
[0165][0166]
式中，分别为转子转速与位置估计值，分别为脉振高频电 压注入法与滑模观测器法的转子转速估计值，分别为脉振高频电压注入 法与滑模观测器法的转子位置估计值。
[0167]
(5)获取电机目标转速值，将估计的转子转速、位置以及电机目标转速 值送入转速控制器和电流控制器，构成转速-电流双闭环控制，产生控制信号； 电机目标转速值在n1转速以下采用高频脉振注入算法，即上述第二步中所提出 的方法，n1～n2之间采用三次函数比例系数切换法，n2转速以上采用滑模观测 器算法，即上述第三步中所提出的方法。
[0168]
图6-图11是针对本发明和现有技术所做的仿真研究，在 matlab/simulink环境下搭建系统仿真模型。永磁同步电机参数为： 相数为3，4对极，d轴电感0.243毫亨，q轴电感0.6毫亨，定子电 阻0.02欧姆，转子磁链0.077韦伯，转动惯量0.077千克平方米。
[0169]
仿真条件为：直流侧电压udc＝220v；pwm开关频率20khz；电流采样与控 制频率为10khz；脉振高频电压注入频率为1khz，幅值为30v。低速时电机反 电动势较小，滑膜观测器观测转子位置会失效，选取速度切换速域为300～400 r/min，根据发明的三次函数切换比例系数法得到的切换比例系数如图6所示。 仿真工况分为两种：给定速度切换域目标转速350r/min，电机空载运行(仿真 结果对应图7至图8)；给定速度切换域目标转速350r/min，1.5s输入5n.m 负载转矩(仿真结果对应图9、图10、图11)。
[0170]
如图7和图8所示，其得仿真结果为：
[0171]
改进切换方法电机空载转速估计误差值明显小于传统切换方法，且传统切 换方法空载转速估计误差最大值为-4.85r/min，改进切换方法空载转速估计误 差最大值为-2.67r/min，优化比例为44.9％。因此，改进切换方法能够提高切 换域空载运行时电机转速估计精度，提升切换平顺性。
[0172]
如图9、图10、图11所示，其可得仿真结果为：
[0173]
改进切换方法转速估计误差更小，且传统切换方法转速估计最大误差值为
ꢀ‑
11.45r/min，而改进切换方法转速估计最大误差值为-9.43r/min，优化比例 为17.6％。另外，改进切换方法转子位置估计相比于传统切换方法有显著的优 化效果(图中阶跃振荡原因为无传感控制算法其他滤波器的使用，导致估计位 置有相位滞后)。因此，改进切换方法能够提高切换域带载运行时转子位置和 转速估计精度，提升系统动态性能。
[0174]
综上所述，仿真结果验证了本发明提出的内置式永磁同步电机无位置传感 器全速域控制切换方法，相较于传统的切换方法具有更高的估计精度，提升了 切换的平顺性和系统动态。
[0175]
以上显示和描述了本发明的基本原理、主要特征和本发明的优点。本行业 的技术人员应该了解，本发明不受上述实施例的限制，上述实施例和说明书中 描述的只是本发明的原理，在不脱离本发明精神和范围的前提下本发明还会有 各种变化和改进，这些变化和改进都落入要求保护的本发明的范围内。本发明 要求的保护范围由所附的权利要求书及其等同物界定。