一种应用于ANPC型三电平逆变器的反向载波移相调制方法与流程

一种应用于anpc型三电平逆变器的反向载波移相调制方法
技术领域
1.本发明涉及一种应用于anpc型三电平逆变器的反向载波移相调制算法，属于电力电子技术领域。


背景技术：

2.为了解决传统三电平逆变器开关元器件热分布不均的问题，大功率光伏并网逆变器一般采用anpc(active neutral-point-clamped，有源中点钳位)型三电平逆变器结构。anpc型逆变器每个桥臂包含6个开关元件，只需合理控制各个开关元件间的开关时序，便可有效避免开关元器件过压损坏，具有平衡开关损耗、控制自由度高、灵活性强等优点。但此anpc三电平逆变器一般采用常规的双极性调制方法，逆变器的输出并网电流开关频率次纹波较大，进而导致所需的滤波电感量体积较大，增加产品设计成本，不适用于大功率光伏发电应用场合。多电平载波移相控制通过对载波进行移相，使得逆变器输出波形的等效开关频率变为原来的2倍及其以上，便可大大减小anpc型三电平逆变器输出电流的开关频率次纹波。在实际的数字化应用中，载波移相控制很少是由一个调制波和一组经过相移的载波比较生成，其通常是由一个调制波和一个载波比较之后再经过一定的延迟生成。但此载波移相控制通过逻辑运算模块实现移相延迟，增加了开关元件时序控制的复杂程度，而且其延迟时间无法精确控制，具有抗干扰能力弱、dsp资源的利用率低等缺点。
3.过零点的开关时序对anpc型三电平逆变器的输出电流稳定至关重要。若开关元件过零点驱动处理不当，anpc下桥臂工频管在换向时续流管仍未开通，逆变器输出电压的过零点时刻将会出现多余的负电平脉冲，使得输出电压无法在过零点始终保持零电平，最终导致逆变电流畸变的情况。


技术实现要素：

4.本发明的目的是：提供一种应用于anpc型三电平逆变器的抗干扰能力强、简单易行、成本较低的调制方案，且能够有效减小大功率光伏并网逆变器输出电流开关频率次纹波较大，同时解决系统过零点电流畸变的问题。
5.为了达到上述目的，本发明的技术方案是提供了一种应用于anpc型三电平逆变器的反向载波移相调制方法，其特征在于，包括以下步骤：
6.s1.根据控制算法获得正弦调制波u
r0
；
7.s2.将正弦调制波u
r0
与载波u
tri
比较：
8.通过将正弦调制波u
r0
一个周期或多个周期内，正半周及负半周各相位电压信号与载波u
tri
分别进行比较，根据比较值，三电平逆变器的控制模块输出不同的epwm igbt管驱动参考信号，分别定义为上桥臂epwm igbt管驱动参考信号r1以及下桥臂epwm igbt管驱动参考信号r2，且正半周与负半周的epwm igbt管驱动参考信号输出电平触发条件相反；
9.s3.根据上、下桥臂短续流回路先流通后断开的开关元件换向时序原则，软件编程处理三电平逆变器中开关元件的过零点换向信号，三电平逆变器的控制模块输出换向参考
信号r3；
10.s4.控制模块输出epwm igbt管驱动参考信号r1、下桥臂epwm igbt管驱动参考信号r2以及换向参考信号r3，经过逻辑运算生成三电平逆变器中组成上、下桥臂的开关元件的驱动。
11.优选地，步骤s2中，在所述调制波u
r0
的正半周，配置epwmigbt管正半周的驱动触发方式，使得：三角载波u
tri
小于正弦调制波u
r0
时，三电平逆变器的控制模块输出用于上桥臂epwm igbt管驱动参考信号r1的低电平脉冲：三角载波u
tri
大于正弦调制波u
r0
时，三电平逆变器的控制模块输出用于上桥臂epwm igbt管驱动参考信号r1的高电平脉冲。
12.优选地，步骤s2中，在正弦调制波u
r0
的负半周，配置epwmigbt管负半周驱动触发方式，使得：三角载波u
tri
大于正弦调制波u
r0
时，三电平逆变器的控制模块输出用于下桥臂epwm igbt管驱动参考信号r2的低电平脉冲；三角载波u
tri
小于正弦调制波u
r0
时，控制模块输出用于下桥臂epwm igbt管驱动参考信号r2的高电平脉冲。
13.优选地，步骤s1中，基于正弦调制波u
r0
的正半周波形以及负半周波形分别生成波形相同且相位相差180度的参考调制波u
r0’与u
r1
；
14.步骤s2中，在正弦调制波u
r0
的正半周，将载波u
tri
与参考调制波u
r0’相比较；在正弦调制波u
r0
的负半周，将载波u
tri
与参考调制波u
r1
相比较。
15.优选地，步骤s2中，epwmigbt管正半周的驱动触发方式为：在载波u
tri
大于正弦调制波u
r0
瞬间，载波u
tri
为上升沿时参考驱动电平置高，下降沿时参考驱动电平置低。
16.优选地，步骤s2中，epwmigbt负半周的驱动触发方式为：在载波u
tri
大于正弦调制波u
r0
瞬间，载波为上升沿时参考驱动电平置低，下降沿时参考驱动电平置高。
17.优选地，步骤s3中，当所述过零点换向信号为由正到负方向时，所述控制模块通过输出换向参考信号r3，确保下桥臂的短续流回路率先流通后，上桥臂的短续流回路再断开；当所述过零点换向信号为由负到正方向时，所述控制模块通过输出换向参考信号r3，确保上桥臂的短续流回路率先流通后，下桥臂的短续流回路再断开。
18.优选地，三电平逆变器的上桥臂和下桥臂均包括两个高频管以及一个工频管，则步骤s3中，所述过零点开关元件换向时的短续流开关时序具体为：
19.过零点换向信号为由正到负方向时，先开通下桥臂互补高频管，上桥臂工频管延迟关断；上桥臂工频管关断后，开通下桥臂工频管；下桥臂工频管开通一段时间后，上桥臂互补高频管关断；
20.过零点换向信号为由负到正方向时，先开通上桥臂互补高频管，下桥臂工频管延迟关断；下桥臂工频管关断后，开通上桥臂工频管；上桥臂工频管开通一段时间后，下桥臂互补高频管关断。
21.优选地，步骤s3中，软件编程处理过零点换向信号，具体为设置工频脉冲触发方式：设定epwm比较值cmp为一非零常数，电平触发动作时刻为载波u
tri
等于比较值cmp瞬间；在正弦调制波u
r0
正半周，工频脉冲在载波u
tri
上升沿置高，下降沿无动作；在正弦调制波u
r0
，工频脉冲在载波u
tri
上升沿无动作，下降沿置低。
22.优选地，三电平逆变器中各有三个开关元件组成上下桥臂；上桥臂中，开关元件t1与开关元件t5串联，开关元件t2连接在开关元件t1与开关元件t5的中点；
23.下桥臂中，开关元件t6与开关元件t4串联，开关元件t3连接在开关元件t6与开关
元件t4的中点，则六个开关元件的常用的驱动方案采用以下方案中的任意一种：
24.方案一：开关元件t1、t5、t4和t6为高频开关元件，开关元件t2和t3为工频开关元件时：通过上桥臂高频管驱动参考信号r1生成互补高频管t1和t5的驱动信号；通过下桥臂高频管驱动参考信号r2生成互补高频管t4和t6的驱动信号；通过换向参考信号r3生成互补工频管t2和t3的驱动信号；
25.方案二：开关元件t1、t5、t4和t6为工频开关元件，开关元件t2和t3为高频开关元件时：通过上桥臂高频管驱动参考信号r1和下桥臂高频管驱动参考信号r2生成互补高频管t2和t3的驱动信号；通过换向参考信号r3生成互补工频管t1、t5、t4和t6的驱动信号，其中，开关元件t1和t6同步常开/关，开关元件t4和t5同步常关/开。
26.方案三：开关元件t1、t5、t4和t6为高频开关元件，开关元件t2和t3为工频开关元件时：通过上桥臂高频管驱动参考信号r1生成高频管t1、t5正半周和t6正半周的驱动信号；通过下桥臂高频管驱动参考信号r2生成高频管t4、t5负半周和t6负半周的驱动信号；通过换向参考信号r3生成互补工频管t2和t3的驱动信号。
27.本发明提出了一种应用于anpc型三电平逆变器的反向载波移相调制算法的设计，通过改变调制波脉宽电平的触发方式，达到载波移相的效果，解决了分布式光伏并网发电场合的应用问题，同时，本发明对系统过零点换向信号的处理可有效解决系统过零点电流畸变的问题。与常规设计方法相比，通过本发明的设计方法获得spwm驱动可大大减小逆变器输出电流纹波，无需设置载波移相角度，增加dsp驱动设计的灵活性。
附图说明
28.图1为anpc三电平逆变器单桥臂结构示意图；
29.图2为逆变器控制示意图；
30.图3为算法流程图；
31.图4a至图4c为三种不同方案的6个开关元件驱动波形示意图，其中，图4a示意了包括4个高频管以及2个工频管的方案一，图4b示意了包括4个工频管、2个高频管的方案二，图4c示意了包括4个高频管以及2个工频管的方案三；
32.图5示意了过零点存在负电平脉冲情况；
33.图6示意了过零点处理(换向方向：由正到负)；
34.图7示意了过零点处理(换向方向：由负到正)；
35.图8示意了过零点切换。
具体实施方式
36.下面结合具体实施例，进一步阐述本发明。应理解，这些实施例仅用于说明本发明而不用于限制本发明的范围。此外应理解，在阅读了本发明讲授的内容之后，本领域技术人员可以对本发明作各种改动或修改，这些等价形式同样落于本技术所附权利要求书所限定的范围。
37.本实施例公开了一种应用于anpc型逆变器的反向载波移相调制设计方法，所述调制算法应用于分布式发电系统中的光伏并网场合，包括以下步骤：
38.s1.控制算法基于正弦调制波u
r0’生成相位相差180度的参考调制波u
r0
与u
r1
，参考
调制波u
r0
与u
r1
分别对应正弦调制波u
r0’的正半周以及负半周。
39.s2.将处理后的参考调制波u
r0
与u
r1
分别与三角载波u
tri
(本发明中，还可以用锯齿波来代替三角载波)比较。在正半周，配置epwm高频管正半周的驱动触发方式，使得：三角载波u
tri
小于参考调制波u
r0
时，dsp输出用于上桥臂高频管驱动参考信号r1的低电平脉冲：三角载波u
tri
大于参考调制波u
r0
时，dsp输出用于上桥臂高频管驱动参考信号r1的高电平脉冲。在负半周，配置与epwm正半周的驱动触发方式相反的负半周驱动触发方式，使得：三角载波u
tri
大于参考调制波u
r1
时，dsp输出用于下桥臂高频管驱动参考信号r2的低电平脉冲；三角载波u
tri
小于参考调制波u
r1
时，dsp输出用于下桥臂高频管驱动参考信号r2的高电平脉冲。
40.本实施例中，步骤s2中：epwm高频管正半周的驱动触发方式为，在三角载波u
tri
大于参考调制波u
r0
瞬间，三角载波u
tri
为上升沿时参考驱动电平置高，下降沿时参考驱动电平置低；epwm高频管负半周的驱动触发方式为，在三角载波u
tri
大于参考调制波u
r1
瞬间，三角载波u
tri
为上升沿时参考驱动电平置低，下降沿时参考驱动电平置高。
41.s3.根据开关管(本发明中，开关管还可以是mos管、igbt管等开关元件)换向时的短续流开关时序，软件编程处理过零点换向信号，dsp输出换向参考信号r3。
42.本实施例中，以4个高频管和2个工频管为例，所述开关管换向时的短续流开关时序具体为：
43.过零点换向信号为由正到负方向时(换向参考信号r3的下降沿)，先开通下桥臂互补高频管，上桥臂工频管延迟关断。上桥臂工频管关断后，开通下桥臂工频管。下桥臂工频管开通一段时间后，上桥臂互补高频管关断，确保下桥臂的短续流回路率先流通后，上桥臂的短续流回路再断开。
44.过零点换向信号为由负到正方向时(换向参考信号r3的上升沿)，先开通上桥臂互补高频管，下桥臂工频管延迟关断。下桥臂工频管关断后，开通上桥臂工频管。上桥臂工频管开通一段时间后，下桥臂互补高频管关断，确保上桥臂的短续流回路率先流通后，下桥臂的短续流回路再断开。
45.所述软件编程处理过零点换向信号，具体为设置工频脉冲触发方式：设定epwm比较值cmp为一非零常数，电平触发动作时刻为三角载波等于比较值cmp瞬间；在调制波正半周(即正弦调制波u
r0
》0)，工频脉冲在三角载波上升沿置高，下降沿无动作；在调制波负半周(即正弦调制波u
r0
≤0)，工频脉冲在三角载波上升沿无动作，下降沿置低。
46.s4.dsp输出上桥臂高频管驱动参考信号r1、下桥臂高频管驱动参考信号r2以及换向参考信号r3，经过逻辑运算生成6个开关管的驱动。
47.以图1所示的anpc拓扑为例，6个开关管的常用的驱动方案主要包括3种，
48.方案一：t1、t5、t4和t6为高频开关管，t2和t3为工频开关管时：通过上桥臂高频管驱动参考信号r1生成互补高频管t1和t5的驱动信号；通过下桥臂高频管驱动参考信号r2生成互补高频管t4和t6的驱动信号；通过换向参考信号r3生成互补工频管t2和t3的驱动信号。
49.方案二：t1、t5、t4和t6为工频开关管，t2和t3为高频开关管时：通过上桥臂高频管驱动参考信号r1和下桥臂高频管驱动参考信号r2生成互补高频管t2和t3的驱动信号；通过换向参考信号r3生成互补工频管t1、t5、t4和t6的驱动信号，其中，t1和t6同步常开/关，t4
和t5同步常关/开。
50.方案三：t1、t5、t4和t6为高频开关管，t2和t3为工频开关管时：通过上桥臂高频管驱动参考信号r1生成高频管t1、t5正半周和t6正半周的驱动信号；通过下桥臂高频管驱动参考信号r2生成高频管t4、t5负半周和t6负半周的驱动信号；通过换向参考信号r3生成互补工频管t2和t3的驱动信号。
51.图1所示的光伏anpc型三电平逆变器(以a相为例)进行了下述分析过程：
52.图1中，pv为光伏电池，c1和c2为光伏侧电容，l1和cf分别为逆变器输出滤波电感和滤波电容，t1为上桥臂高频管，t5为上桥臂互补高频管，t4为下桥臂高频管，t6为下桥臂互补高频管，t2为上桥臂工频管，t3为下桥臂工频开关管，d1-d6为开关管对应的续流二极管，o点为bus电容中点。upv为光伏电池瞬时电压，ug为电网瞬时电压。t5/d5和t2/d2构成上桥臂零电平续流回路，t6/d6和t3/d3构成下桥臂零电平续流回路。
53.图2中，u
r0’和u
r1
为控制算法输出的参考调制波。采样信号进入dsp后，通过逆变器控制算法和反向载波移相调制算法，dsp输出开关管驱动的参考信号，再经过逻辑运算，并叠加死区，最终输出逆变器开关管控制信号，从而控制光伏逆变器的输出电流。
54.为了解决传统调制中逆变器出现输出电流纹波过大和系统过零点电流畸变的问题，本发明提供以下技术方案。图3为本发明的算法流程图，本实施例中，一种应用于anpc型逆变器的反向载波移相调制设计方法，该方法包括以下内容：
55.反向载波移相调制适用于多种anpc驱动方式，本发明给出了其中三种anpc六个开关管的驱动波形，分别如图4a、图4b和图4c所示。其中，u
r0
和u
r1
为参考调制波，u
tri
为开关频率次载波，r1、r2和r3为dsp输出驱动参考信号，t1-t6为忽略死区后逻辑运算模块输出的6个开关元件驱动波形，upv为光伏电池稳态电压，u
ao
为逆变器输出中点电压。
56.以方案一所示的驱动方式为例，将参考调制波u
r0
和u
r1
与三角载波u
tri
比较：在正半周，三角载波u
tri
小于参考调制波u
r0
时，dsp输出用于t1的参考信号r1的低电平脉冲；三角载波u
tri
大于参考调制波u
r0
时，dsp输出用于t1的参考信号r1的高电平脉冲，t5的驱动信号与t1互补。在负半周，三角载波u
tri
大于参考调制波u
r1
时，dsp输出用于t4的参考信号r2的低电平脉冲，三角载波u
tri
小于参考调制波u
r1
时，dsp输出用于t4的参考信号r2的高电平脉冲，t6的驱动信号与t4互补。调制波与正、负半周不同的驱动电平触发方式使得逆变器调制具有2倍于载波频率的等效开关频率，大大减小了输出电流纹波。
57.从图4还可以看出，在过零点处，若短续流回路处理不当，t3开通时，t6未开通或t4已开通，下桥臂续流回路还未流通，而此时t5和t2已关断，上桥臂续流回路也关断，电流将从t4/d4和t3/d3流过(如图5所示)，输出电压在过零点零电平期间出现负脉冲，容易导致逆变器输出电流畸变。
58.基于上述分析，本发明对过零点开关元件的参考换向信号进行了软件编程处理，图6和图7为处理后的开关元件驱动波形示意图。过零点的短续流开关时序为：系统过零点由正到负时，先开通t6，t2延迟时间dt2后关断，同时开通t3，t3开通dt3时间后关断t5，确保下桥臂的短续流回路率先流通后，上桥臂的短续流回路再断开，实现过零点输出零电平切换。同理，过零点由负到正时，先开通t5，延迟dt2时间后关断t3，同时开通t2，t2开通dt3时间后t6关断，确保上桥臂的短续流回路率先流通后，下桥臂的短续流回路再断开。
59.换向信号具体的软件编程处理方法如下：
60.设置工频脉冲触发方式：设定epwm比较值cmp为10％倍的最大占空比cmaxduty，电平触发动作时刻为载波u
tri
等于比较值cmp瞬间；在正弦调制波正半周(即u
r0
》0)，工频脉冲在载波u
tri
上升沿置高，下降沿无动作；在正弦调制波负半周(即u
r0
≤0)，工频脉冲在载波u
tri
上升沿无动作，下降沿置低。
61.系统过零点由正到负时，工频换向点如图6所示。在换向点处，高频管t1的最后一个脉宽动作已执行完毕，虽然epwm比较值更新在下一个载波的过零点处，但此时的调制波计算值u
r0’已不再大于0，工频参考信号r3触发下降沿置低，参考高电平变为低电平，使得换向点在过零点之前，下桥臂互补高频管t6开通，再经过逻辑运算处理，实现上述过零点由正到负时的短续流切换。
62.系统过零点由负到正时，工频换向点如图7所示。在过零点处，调制波计算值u
r0’处于大于0的状态，但由于三角载波尚未大于工频脉冲触发的比较值，参考换向信号r3仍保持低电平不变，在换向点处，工频参考信号r3触发上升沿置高，参考低电平变为高电平，使得换向点在过零点之后，此时，t6在过零点之后延迟关断，上桥臂短续流开关管t5开通，再经过逻辑运算处理，实现上述系统过零点由负到正时的短续流切换。
63.经过上述处理，有功功率续流和无功功率续流可通过图8所示的路径间切换，所以无论是有功还是无功，输出电压也能够一致保持为零电平；在过零点时刻，由于外管t1和t4一直处于关闭，各承受半bus电压，中间管不存在应力风险。
64.本发明的合理性已通过实验验证。实验结果证明了本发明提出的反向载波移相调制可以大大减小开关频率次纹波，且可有效抑制电流过零点畸变。
65.因此，综合上述分析可知，本发明提出了一种应用于anpc型三电平逆变器的反向载波移相调制算法的设计，通过改变调制波脉宽电平的触发方式，达到载波移相的效果，解决了分布式光伏并网发电场合的应用问题，同时，过零点换向信号的处理可有效解决系统过零点电流畸变的问题。本发明提出的算法设计，除了运用在本发明提及的三种开关驱动方式外，还可适用于其他anpc开关驱动方式。
66.最后，还需要说明的是，在本发明中，诸如第一和第二之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在实际的关系或者顺序。以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想，而非对其限制。应当指出，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以对本发明进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也落入本发明的保护范围内。