一种电源适配器电路的制作方法

1.本发明涉及acdc开关电源技术领域，具体而言，涉及一种电源适配器电路。


背景技术：

2.反激式acdc结构具有控制简单，输出电压易于调节的优点被广泛应用于中小功率的电源适配器场合。如图1所示，u1为副边反馈控制电路，稳压管d7、电阻r8、n型开关管n2、电容c3、电解电容c5和二极管d5构成副边反馈（ssr）控制电路u1的vcc供电电路。u2为同步整流芯片（如sc3503），检测变压器t1副边绕组导通时打开n2，截止时关闭n2。u3为光耦芯片，u4为tl431可控稳压源。u5为pd协议芯片（如sc2151a），与终端设备通过cc端通信后通过调整r1和r5的分压比例改变输出电压vout大小。pd电源由于需要根据终端设备的快充协议动态调整输出电压，因此反激式acdc副边反馈（ssr）结构被广泛应用于pd电源。而最新的pd快充协议将输出电压的范围又进行了大幅的增加，由原来的3.3v-20v，增加到3.3v-48v。由于反激式转换器其控制芯片的电源由变压器辅助绕组供给，其电压与输出电压成变压器匝比的正比例关系，所以控制芯片的电压跟随着输出变化而变化。如输出电压为3.3v时，设控制芯片电源vcc的最低电压为10v，则输出电压变化到20v时，芯片电源vcc的电压为60.6v。如果要满足3.3v-20v的pd电压输出，则控制芯片vcc的耐压需大于60.6v。同理，如果要满足3.3v-48v的pd电压输出，则控制芯片vcc的耐压需大于145.5v。而芯片电源vcc需要满足高耐压，则需采用高耐压的bcd工艺制程。如此有两点会大幅增加芯片成本，一是高耐压器件的面积比较大，对应的esd器件面积也大，相应的大幅增加芯片面积，增加成本。二是高耐压的bcd工艺制程相对较贵，成本高。
3.在pd电源前，acdc电源芯片vcc耐压大多为30v左右。为满足pd电源的宽输出电压要求，采用了图1所示的方案，在芯片的vcc前增加d7、r8、n2和c5等器件组成vcc稳压电路。二极管d5和大容量的电解电容c5整流得到与输出电压同比例变化的vcc1，电阻r8和稳压管d7得到稳定的电压vz1，n型开关管n2的gate被电压vz1钳位，所以n2的source输出电压vcc=vz1-vth_n2。图1所示的电路被广泛应用在pd电源上。
4.但是由于不断的追求pd电源体积更小，于是出现了大幅提高芯片vcc耐压然后采用图2所示的原有ssr结构方案，同样的图2中的u2为同步整流芯片，u5为pd协议芯片。前面计算知道要满足pd3.0的20v输出，芯片的vcc耐压需大于60.6v，而部分芯片为可以兼容20v的输出，将vcc的耐压直接提高到100v，留出来较大的设计余量。由前面知道这样芯片成本也会大幅上升，并不能有效地降低系统成本，只能减少器件，缩小pcb面积。针对目前市场量最大的苹果27w快充协议，输出电压只需9v，相应的芯片vcc耐压只需27.3v，原有的vcc耐压30v的芯片即可满足需求，如此提高vcc耐压只会增加成本。而且即使100v的vcc耐压也不能满足pd3.1协议48v输出的要求。意味着如果需要做48v的pd电源输出，还需要采用图1所示的电路结构或者其他更高成本的结构如llc谐振电源。所以现有的将芯片vcc耐压提高到100v左右的做法，对于小于27w（9v3a）功率的电源成本过高了，而又不能满足最新pd3.1更高的输出电压需求，适用范围窄。


技术实现要素：

5.本发明在于提供一种电源适配器电路，其解决以上所述的适用范围问题，增加芯片的兼容性，简化系统电路，降低成本的同时尽量的缩小适配器体积。
6.为了缓解上述的问题，本发明采取的技术方案如下：本发明提供了一种电源适配器电路，包括依次连接的输入模块、开关控制模块、变压器和输出模块，所述开关控制模块包括副边反馈控制芯片、变压器和vcc电容c3，所述副边反馈控制芯片包括副边反馈控制电路，并设置有zcd引脚、fb引脚、cs引脚、gnd引脚、gate引脚和vcc引脚，所述变压器包括辅助绕组，所述辅助绕组的高电位端连接有二极管d5，所述副边反馈控制芯片还设置有vgb引脚；在所述二极管d5和vcc电容c3之间设置有三极管q1，该三极管q1的集电极，发射极和基极，分别连接所述二极管d5的负极，所述vcc电容c3和vgb引脚；在所述zcd引脚的电压高于所述vcc引脚的电压时，所述vgb引脚输出高电平打开所述三极管q1，当所述zcd引脚的电压低于所述vcc引脚的电压时，所述vgb引脚输出低电平关闭所述三极管q1。
7.在本发明的一较佳实施方式中，所述副边反馈控制芯片的耐压值为30v以下。
8.在本发明的一较佳实施方式中，所述副边反馈控制芯片还包括vcc供电控制电路、钳位稳压电路和分压电阻；所述钳位稳压电路和分压电阻连接于所述zcd引脚，通过所述分压电阻能将所述zcd引脚的电压幅度降低到5v；所述vcc供电控制电路连接于所述vgb引脚和zcd引脚之间，用于在所述zcd引脚的电压高于所述vcc引脚的电压时，所述vgb引脚输出高电平打开所述三极管q1给所述vcc引脚充电，当所述zcd引脚的电压低于所述vcc引脚的电压时，所述vgb引脚输出低电平关闭所述三极管q1。
9.在本发明的一较佳实施方式中，所述钳位稳压电路为一稳压二极管dz，其正极接地，负极接所述zcd引脚。
10.在本发明的一较佳实施方式中，所述vcc供电控制电路包括电阻r51、r52，稳压二极管dz1、dz2，反向器u56、u57，场效应管pm5、pm1~pm3，以及场效应管nm1~ nm5；场效应管nm2~nm4形成电流镜，用于给场效应管pm2和pm3提供偏置；在当zcd引脚电压高于vcc引脚电压时，通过反向器u56、u57，场效应管nm1、nm5、pm1、pm5，能调节至vgb引脚电压等于zcd引脚电压；在当zcd引脚电压低于vcc引脚电压时，通过反向器u56、u57，场效应管nm1、nm5、pm1、pm5，能调节至vgb引脚电压等于vcc引脚电压。
11.在本发明的一较佳实施方式中，所述三极管q1的耐压值最低为60v。
12.除上述电源适配器电路外，本发明还提供了第二种电源适配器电路，包括依次连接的输入模块、开关控制模块、变压器和输出模块，所述开关控制模块包括副边反馈控制芯片和vcc电容c3，所述副边反馈控制芯片包括副边反馈控制电路，并设置有zcd引脚、fb引脚、cs引脚、gnd引脚、gate引脚和vcc引脚，所述变压器包括辅助绕组，所述辅助绕组的高电位端连接有二极管d5，其特征在于，在所述二极管d5和vcc电容c3之间设置有增强型场效应管n22，该增强型场效应管n22的d极，s极和g极，分别连接所述二极管d5的负极，所述vcc电容c3和zcd引脚；在所述zcd引脚的电压高于所述vcc引脚的电压时，能打开所述增强型场效应管n22给所述vcc引脚充电，当所述zcd引脚的电压低于所述vcc引脚的电压时，所述增强型场效应管n22关闭，所述vcc引脚停止充电。
13.与现有技术相比，本发明的有益效果是：
本发明为一种适用范围广，兼容性好的副边反馈acdc电源转换电路，在只增加一个三极管的条件下可使芯片适用于宽电源电压范围的电源场合；相对于现有技术，除去副边反馈控制芯片外，其它元器件使用的更少，简化了系统电路，降低成本的同时缩小了适配器体积；除此之外，本发明还提供了另一种副边反馈acdc电源转换电路，在只增加一个增强型场效应管n22的条件下可使芯片适用于宽电源电压范围的电源场合，且副边反馈控制芯片的引脚较少，适用于需要减少芯片引脚的场合。
14.为使本发明的上述目的、特征和优点能更明显易懂，下文特举本发明实施例，并配合所附附图，作详细说明如下。
附图说明
15.为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，应当理解，以下附图仅示出了本发明的某些实施例，因此不应被看作是对范围的限定，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他相关的附图。
16.图1是现有技术的一种适配器电路图；图2是现有技术的另一种适配器电路图；图3是实施例1的电源适配器电路图；图4是实施例1的副边反馈控制芯片电路框图；图5是实施例1的vcc供电控制电路图；图6是实施例1的副边反馈（ssr）控制电路结构图；图7是实施例2的电源适配器电路图。
具体实施方式
17.为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。通常在此处附图中描述和示出的本发明实施例的组件可以以各种不同的配置来布置和设计。
18.因此，以下对在附图中提供的本发明的实施例的详细描述并非旨在限制要求保护的本发明的范围，而是仅仅表示本发明的选定实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
19.实施例1请参照图3，本实施例公开了一种电源适配器电路，包括依次连接的输入模块、开关控制模块、变压器t1和输出模块，输入模块包括用于对交流电进行整流的整流桥，以及用于滤波储能并得到直流电压vp的电解电容c1，整流桥由二极管d1、d2、d3和d4组成。
20.变压器t1包含3个绕组，分别为主级绕组lp、副边绕组ls和辅助绕组l3。
21.开关控制模块包括副边反馈控制芯片u1和vcc电容c3。
22.副边反馈控制芯片u1设置有zcd引脚、fb引脚、cs引脚、gnd引脚、vgb引脚、gate引脚和vcc引脚，辅助绕组l3的高电位端连接有二极管d5。在二极管d5和vcc电容c3之间设置有三极管q1，该三极管q1的集电极，发射极和基极，分别连接二极管d5的负极，vcc电容c3和vgb引脚。
23.电阻r9为副边反馈控制芯片u1的启动电阻，在副边反馈控制芯片u1工作前电压vp通过电阻r9给接到副边反馈控制芯片u1的vcc引脚的vcc电容c3充电。
24.电阻r2、电容c6和二极管d6组成吸收电路，吸收电路并联于变压器t1的主级绕组，用于滤除变压器t1的主级绕组lp关闭时反激出来的尖峰电压。
25.增强型场效应管n1为功率开关管，副边反馈控制芯片u1的gate引脚接到功率开关管n1的栅极，控制功率开关管n1的开与关。当gate引脚输出高电平时功率开关管n1打开，这时变压器t1的主级绕组lp储能，电流逐渐增加。接到功率开关管n1源端的电阻r1上的电压也跟随增加，电阻r1上的电压送到副边反馈控制芯片u1的cs引脚，当电阻r1上的电压增加到设定值后，即电流增加到设定值，副边反馈控制芯片u1控制gate引脚输出低电平关闭功率开关管n1。这时变压器t1的副边绕组ls和辅助绕组l3都反激出高电平电压，辅助绕组l3的高电平电压一方面通过电阻r6和r7送给副边反馈控制芯片u1的zcd引脚，一方面通过二极管d5和三极管q1给副边反馈控制芯片u1的vcc电容c3充电。
26.同时对于输出模块，同步整流芯片u2检测到副边绕组ls的电压后，打开增强型场效应管n2，变压器t1储能通过副边绕组ls送给电容c4。电阻r4和r5对电容c4的电压进行分压，通过可控稳压源u4进行放大后送给光耦u3，将信号传回给到副边反馈控制芯片u1的fb引脚。pd协议芯片u5通过cc引脚与终端负载设备通讯来开关增强型场效应管n3，以及驱动电阻r4和r5的分压比例，从而控制电容c4上的电压和输出电压vout。
27.图3所示的副边反馈控制芯片u1增加了vgb引脚，用于驱动三极管q1。相对于图2的方案，本方案只需增加一个耐压达100v的三极管q1，成本低廉，而且面积增加有限。比如一个耐压160v的2n5551三极管，成本小于0.09元，sot23的封装尺寸为2.9mm*2.4mm*1m。而副边反馈控制芯片u1的耐压只需做到30v及以下即可，可大幅降低副边反馈控制芯片u1的成本。
28.由图3知道，副边反馈控制芯片u1的vbg引脚的驱动电压来自zcd引脚，所以zcd引脚电压需要比图2所示芯片的zcd电压高，而且zcd电压需要比vcc高。
29.如图4所示，副边反馈控制芯片u1在内部增加了zcd分压电路，将zcd电压降压后再送到内部检测电路。由于zcd内部集成了钳位电路同时增加了分压电路，所以图3的外部分压电阻r7的功能被内部分压电路取代，可以省去。
30.如图3所示，由反激式acdc的工作原理知道，在功率开关管n1打开时，变压器t1的辅助绕组l3上的电压vaux会变为很低的负压。副边反馈控制芯片u1的zcd引脚由于钳位作用会到-0.7v左右，这会导致zcd与vcc存在较大的压差。而三极管的veb耐压一般只有6v，如果vcc电压高于5.3v，则会击穿三极管q1的eb二极管。所以副边反馈控制芯片u1增加vgb引脚，在开关打开时使vgb等于vcc电压，则三极管q1的veb为0v。
31.在功率开关管n1关闭后变压器t1的辅助绕组l3反激出与输出电压成匝比关系的电压vaux，经过电阻r6上拉后zcd引脚电压升高，副边反馈控制芯片u1内检测到zcd引脚电压比vcc引脚电压高后，说明三极管q1具备了开启条件，副边反馈控制芯片u1打开功率开关
管n1，使vgb引脚电压等于zcd引脚电压，vaux通过电阻r6给三极管q1提供基极驱动电流，三极管q1打开。同时电压vaux通过二极管d5整流得到vcc1电压，三极管q1打开后，vcc充电电流通过三极管q1由vcc1流向vcc。当变压器t1内续流结束后，vaux电压下降，同时zcd引脚电压也下降，副边反馈控制芯片u1检测到zcd引脚电压低于vcc引脚电压后关闭vbg引脚，同时关闭三极管q1。由于三极管q1导通时，二极管d5也处于导通状态，二极管d5关闭后三极管q1也关闭，所以vcc1节点并不需要储能电容。
32.而图1中的增强型场效应管（mos管）n2处于一直导通状态，所以需要电容c5储能。如此芯片增加一个引脚，同时增加功能集成，即可在图1基础上省去稳压管d7、电阻r8和电解电容c5，大幅缩小pcb的空间，而且成本更具竞争力。
33.如图5所示为本实施例的副边反馈控制芯片u1的结构框图，副边反馈控制芯片u1包括副边反馈控制电路、vcc供电控制电路、钳位稳压电路和分压电阻。
34.其中，钳位稳压电路为一稳压二极管dz，其正极接地，负极接zcd引脚。稳压二极管dz的稳压值决定vcc的最大电压。钳位稳压电路和分压电阻连接于zcd引脚。通过分压电阻能将zcd引脚的电压幅度降低到5v。便于内部电路进行采样等操作。vcc供电控制电路连接于vgb引脚和zcd引脚之间，用于在zcd引脚的电压高于vcc引脚的电压时，vgb引脚输出高电平打开三极管q1给vcc引脚充电，当zcd引脚的电压低于vcc引脚的电压时，vgb引脚输出低电平关闭三极管q1。
35.如图5所示为vcc供电控制电路。场效应管nm2、nm3和nm4形成电流镜，给场效应管pm2和pm3提供偏置。当zcd比vcc电压高时，场效应管pm2输入更大电流，导致a1节点拉高，经过反向器u56和u57对信号进行整形和缓冲输出，u56输出低电平，u57输出高电平，驱动场效应管nm1打开和场效应管nm5关闭，然后场效应管pm1打开pm5关闭。如此vgb电压等于zcd电压。
36.反之，当zcd电压下降低于vcc电压时，场效应管pm2截止，a1节点被电流偏置拉低，反向器u56输出高电平，u57输出低电平，驱动场效应管nm1关闭和场效应管nm5打开，然后场效应管pm1关闭pm5打开。如此vgb电压等于vcc电压。
37.如图6所示为副边反馈（ssr）控制电路结构图, 内部结构与现有技术的整个控制芯片相同。电源信号vcc输入到电源处理模块，电源处理模块检测vcc产生欠压锁定uvlo、过压保护ovp，同时产生低压电源给内部模块供电。zcd的分压信号vzcd经过谷底检测模块接到逻辑控制模块。外部输入信号cs接入到比较器的正输入端。外部输入信号fb经过分压滤波模块nfb处理后接到比较器的负输入端，与cs信号做比较后输出到逻辑控制模块，控制脉宽调制pwm关闭。时钟模块产生时钟信号输入到逻辑控制模块。逻辑控制模块结合谷底检测和时钟信号控制脉宽调制pwm打开。逻辑控制模块输出的脉宽调制pwm信号输入到驱动模块，驱动模块由gate端输出开关脉冲信号驱动外部功率管。
38.实施例2本实施例公开的电源适配器电路如图7所示。
39.一般增强型场效应管（mos管）的价格要比三极管高些，但由图3知道其实也可以采用增强型场效应管（mos管）n22替换三极管q1，如图7所示，本实施例公开的电源适配器电路中，副边反馈控制芯片u1的内部结构与图3中的副边反馈控制芯片u1内部结构完全相同，只是本实施中的副边反馈控制芯片u1不接出vgb引脚。在功率开关管n1的gate关闭时，zcd电
压比vcc高，zcd与vcc的电压差可驱动增强型场效应管（mos管）n22打开。而且由于增强型场效应管（mos管）的vgs耐压可以做到
±
30v，增强型场效应管（mos管）n22的gate可以直接接到zcd引脚。
40.由反激式acdc的工作原理知道，在功率开关管n1打开时，变压器t1的辅助绕组l3上的电压vaux会变为很低的负压。副边反馈控制芯片u1的zcd引脚由于钳位作用会到-0.7v左右，这会导致zcd与vcc存在较大的压差。采用增强型场效应管（mos管）替换图3中的三极管，vgs耐压可以达到-30v。则vcc最高电压可达29.3v，而一般vcc电压在20v内，所以增强型场效应管（mos管）的gate可以直接接到zcd引脚。
41.因此，与实施例1相比，本实施例采用增强型场效应管（mos管）n22替换三极管q1，且增强型场效应管n22的g极直接接副边反馈控制芯片u1的zcd引脚，d极接二极管d5的负极，s接vcc电容c3，副边反馈控制芯片u1没有设计实施例1中的vgb 引脚，减少了引脚数量。其它结构与实施例1所述的电源适配器电路的结构完全相同。
42.在一些需要减少芯片引脚的场合，可以采用本实施例所述的方案。
43.以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。