可变磁极域交替永磁轮毂电机及设计和铜耗最优控制方法

1.本发明属于电机、电动汽车和电动拖拉机领域，涉及一种永磁轮毂电机，具体是可变磁极域交替永磁轮毂电机。


背景技术：

2.轮毂电机将动力输出、传动装置、制动装置集成于轮胎内，相较于传统集中驱动式电机，搭载轮毂电机的车辆没有离合器、变速器等传动系统和辅助系统零部件，底盘构造简单，传动效率高。按驱动方式分，目前的轮毂电机可以分为减速驱动与直接驱动两大类。减速驱动是将减速机构放在电机与车轮之间，通过减速机构达到减速增扭的目的，由于增设齿轮传动结构，在高速运行下会导致齿轮磨损加剧，减少电机使用周期，此外该类电机的散热条件相对较差。而直接驱动模式由于未设置中间环节，具有结构简单、轴向尺寸小、传递效率高等诸多优点。目前，对于车用轮毂电机，通常在技术方案上采用轮毂电机加减速器实现单轮高转矩输出，例如：采用减速比为2的一级减速器，电机采用高速设计通过多级减速达到峰值转矩；再例如：配备二级机械减速器的轮毂电机单元，通过两个电机串联和两级行星齿轮机构，向单个车轮输出转矩。这些多级减速装置提高了轮毂电机的转矩密度，但是客观上降低了电机的扩速范围，同时多级机械行星齿轮设计难度较大，不利用车辆轻量化设计。由此可见，轮毂电机的瓶颈技术是需要同时具备较高的峰值转矩和宽广的调速范围，即对电机提出高速大扭矩需求。尤其对于电动拖拉机而言，当电动拖拉机在农田中工作时，容易受到泥水浸润、土石嵌入等多种运行工况，为此，永磁轮毂电机需要具备低速大转矩特征，以适应复杂的田间作业需求；同时，当电动拖拉机区域转场时，永磁轮毂电机应具有较宽的调速范围。
3.中国专利申请号为201810024859.4的文献中提出一种高效永磁轮毂电机内定子-转子-外定子结构中，通过控制定子电流通断实现转子不同模式的切换，能够适应轮毂电机不同运行工况，该电机虽然能够实现低速大转矩要求以及高转速特性，但是该类电机较为复杂，两层定子中间转子的结构使得电机具有两层气隙，此结构降低了电机的转矩密度和永磁体利用率。中国专利申请号为201310135075.6的文献中提出一种内置式低速大转矩永磁轮毂电机，通过加入可变永磁体实现低速时转矩输出能力的大幅提升，但是这类电机仅能运行在低速范围，调速范围受限。总体看，就目前提出的永磁轮毂电机而言，虽然能够部分实现低速大转矩与宽调速范围特征，但是仍然面临电机复杂性增加、转矩密度下降、永磁体利用率较低等诸多不足，目前仍然缺乏一种有效的永磁轮毂电机能够满足低速大转矩与高速宽调速范围的多重运行特性。


技术实现要素：

4.本发明的目的是为了克服现有技术中存在的不足，提供一种可变磁极域交替永磁轮毂电机以及该电机的主要结构参数的设计方法，提高高速区永磁轮毂电机的弱磁能力，低速时高有效磁通，保证电机的输出转矩，提升电机的调速范围。
5.本发明同时还提供该电机有针对性的铜耗最优解耦控制方法，考虑了低速区可变磁通引起的电流最优相位角的变化，实现不同负载条件铜耗最小控制。
6.为实现上述目的，本发明可变磁极域交替永磁轮毂电机采用的技术方案是：转子位于定子外侧，转子上设有沿圆周方向交错布置的相同数量的可变磁极域单元与非可变磁极域单元，每个可变磁极域单元均包括四个永磁体，四个永磁体的外端各设有一个隔磁磁障，第一永磁体、第三隔磁磁障和第三永磁体依次连接成开口朝外且相对于q轴对称的u形结构；u形结构内部中间设置一个相对于q轴对称的椭圆形的引磁磁障；u形结构的切向方向外部是相对于q轴对称且呈底部朝外的八字形布置的第二、第四永磁体；第、第一二永磁体在q轴的一侧，第三、第四永磁体在q轴的另一侧；非可变磁极域单元包括相对于q轴呈v形对称布置且v形开口朝外的第五、第六永磁体，第五、第六永磁体的内外端分别各设置一个隔磁磁障，内端的两个隔磁磁障不接触；所有的永磁体的径向截面均是长方形，长方形的长度方向是沿内外斜向；所有的永磁体的充磁方均是沿永磁体的宽度方向，第一、第二、第六永磁体的充磁方向均是斜向背离q轴，第三、第四、第五永磁体充磁方向均是斜向指向q轴，相邻的两个可变磁极域单元中的四个永磁体的充磁方向一致，相邻的两个非可变磁极域单元中的永磁体充磁方向一致。
7.本发明可变磁极域交替永磁轮毂电机的设计方法采用的技术方案是：
8.步骤1)：结合电机的参数和工况需求，确定出电机最大、最小理想永磁气隙磁通值φ
max
、φ
min
；
9.步骤2)：根据式h
x3
l
x3
＝φ
minrpmb
得到第五、第六永磁体的长度h
x3
与宽度l
x3
之积，r
pmb
为非可变磁极域单元的永磁体磁阻；在(0，5mm)范围确定l
x3
的初始宽度，得到h
x3
的初始长度；
10.步骤3)：根据式得到第一、第三永磁体的长度h
x1
与宽度l
x1
之积，以及第二、第四永磁体的长度h
x2
与宽度l
x2
之积，f
pma
为可变磁极域单元的永磁磁势；在(0，5mm)范围确定l
x1
，l
x2
的初始宽度，得到h
x1
，h
x2
的初始长度；
11.步骤4)：仿真获得电机空载时的实际最小永磁气隙磁通值φ’min
和额定负载下的实际最大永磁气隙磁通值φ’max
，并分别与φ
min
、φ
max
作相应的比较，如果φ’max
大于φ
max
且φ’min
小于等于φ
min
，则长度h
x1
，h
x2
，h
x3
和宽度l
x1
，l
x2
，l
x3
满足要求的最优值；否则，重复步骤2)-步骤4)，重新确定宽度l
x3
和l
x1
，l
x2
的值，得到相应的长度h
x3
，h
x1
，h
x2
，直到满足设计要求为止。
12.本发明可变磁极域交替永磁轮毂电机的铜耗最优控制方法采用的技术方案是：
13.步骤(1)：根据电机实时dq轴电流、电压和角速度ω，经参数辨识得到实时永磁磁链ψ
δ
；
14.步骤(2)：根据实时永磁磁链ψ
δ
计算出电机在负载下等效漏磁电流分量ik和空载下等效漏磁电流分量i0，得到调磁电流矢量i
qc
＝i
k-i0；
15.步骤(3)：当电机负载大小不同时，基于调磁电流矢量i
qc
，改变调磁系数m的值，以
调整转矩电流的大小，使得q轴电流参考值与实时q轴电流iq相等，得到最优的q轴电流参考值iq*，电机铜耗最小；ψ0为空载永磁磁链值，p为电机转子极对数，l
q0
为空载时q轴电感，ld为负载时d轴电感。
16.本发明采用上述技术方案后，相比现有技术，具有以下有益效果：
17.1、本发明在传统v型内置式外转子永磁轮毂电机的基础上，采用交替设置的可变磁极域单元与非可变磁极域单元，结构简单且可靠性强。可变磁极域单元提高了传统永磁轮毂电机的弱磁能力，降低了传统永磁轮毂电机高速时所需的弱磁电流，从而降低了该类电机的不可逆退磁风险。非可变磁极域单元保证了永磁轮毂电机的转矩输出能力，提高了低速区的带载能力。
18.2、由于传统电机的整数槽绕组及内置式不均匀转子磁场分布，外转子漏磁可控永磁轮毂电机转矩脉动较大，本发明在转子上采用u型转子槽口设计，通过改变转子磁导分布，提高转子单元周期数，从而有效降低了该类电机的齿槽转矩和转矩脉动。
19.3、本发明在可变磁极域单元内设置有四条变磁通支路，对应于电机多个运行工作点，当改变永磁轮毂电机电枢电流的大小，能够实现电枢磁通与不同变磁通支路内的漏磁磁通耦合，从而间接改变电机永磁有效气隙磁通大小，使得该永磁轮毂电机能够适应于轻载、中载、重载的负载条件变化。
20.4、本发明尤其能适应于电动拖拉机农田作业与田间转场的多种运行工况。低速时，呈现类p极磁极特性，能够提高电机的转矩密度，从而提升低速时的转矩输出能力；高速时，呈现类p/2极磁极特性，能够降低高速时感应电动势，从而有利于提升电机的调速范围。
21.5、本发明提出铜耗最优解耦控制方法，能够针对这类电机可变磁极域单元的变磁通特性与非可变磁极域单元的恒定永磁磁场，在传统永磁轮毂电机交直轴电流解耦控制的基础上，进一步解耦交轴电流，将交轴电流分解为交轴调磁电流与交轴转矩电流，构建该类电机新的转矩方程，引入调磁系数，通过改变调磁系数能够实现该类电机的最小铜耗控制，进一步降低了该类电机低速时的电机铜耗。该控制方法为解决电枢电流耦合永磁轮毂电机控制提供新的思路与方案。
附图说明
22.图1为本发明可变磁极域交替永磁轮毂电机的径向结构图；
23.其中：1.转子；2.定子；2-1.电枢齿；2-2.定子轭；3.定子绕组；4.可变磁极域单元；5.非可变磁极域单元；6.气隙；7.u型槽；箭头方向为永磁体充磁方向；
24.图2为图1中单个可变磁极域单元4的结构放大图；
25.图3为图2的尺寸参数标示图；
26.其中：4-1.第一隔磁磁障，4-2.第二隔磁磁障，4-3.第三隔磁磁障，4-4.引磁磁障，4-5.第一永磁体，4-6.第二永磁体，4-7.第三永磁体，4-8.第四永磁体，4-9.漏磁域。
27.图4为图1中单个非可变磁极域单元5的结构放大图；
28.图5为图4的尺寸参数标示图；
29.其中：5-1.第四隔磁磁障，5-2.第五隔磁磁障，5-3.第五永磁体，5-4.第六永磁体。
30.图6为图1中可变磁极域单元4在空载时的四条可变漏磁路径示意图；
31.图7为图1中可变磁极域单元4在负载时的四条有效磁通路径示意图；
32.图8为图1中非可变磁极域单元5在空载时的磁路模型示意图；
33.图9为图1中非可变磁极域单元5在负载时的磁路模型示意图；
34.图10为图1中可变磁极域单元4在空载时的磁路模型示意图；
35.图11为图1中可变磁极域单元4在负载时的磁路模型示意图；
36.图12为本发明电机施加不同交轴电流下转矩分布曲线图；
37.图13为本发明电机施加不同交轴电流下d轴气隙磁链变化图；
38.图14为本发明电机施加不同交轴电流下交直轴电感lq、ld变化图；
39.图15为本发明电机施加不同电流、电流角下的转矩分布图；
40.图16为本发明转速转矩曲线图；
41.图17为实现本发明电机铜耗最优控制方法的控制系统框图；
42.图18为本发明电机铜耗最优控制方法的流程图；
43.图19为电机铜耗最优控制方法中的dq轴矢量分解图。
具体实施方式
44.如图1所示的本发明可变磁极域交替永磁轮毂电机，包括定子2和转子1，其中转子1位于定子2外侧，定子2与转子1之间设置有一层气隙6，转子1与外壳固定。定子2由定子轭2-2和m个电枢齿2-1组成，定子绕组3绕制于电枢齿2-1上，定子绕组3为分布式整数槽绕组。转子1上设有相同数量的n个可变磁极域单元4与n个非可变磁极域单元5，n个可变磁极域单元4与n个非可变磁极域单元5沿圆周方向交错布置，即每两个可变磁极域单元4之间是一个非可变磁极域单元5，每两个非可变磁极域单元5之间是一个可变磁极域单元4，因此转子极数为n。在转子1内侧表面上沿圆周方向设置若干个u型槽7，u型槽7的u型开口朝向气隙侧，即内侧。
45.可变磁极域交替永磁轮毂电机的极槽配合必须为整数槽绕组排布方式，即定子槽数m为转子极数n的整数倍，且转子极数n需为正偶数，如式(1)所示：
46.m＝2kn(m,n∈n
+
)
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(1)
47.式中，k为正自然数，极槽配合为36/6，48/8，96/16等为本发明可供选择的极槽配合方案。
48.每个可变磁极域单元4的内侧表面上设有2个u型槽7，转子1中共有2n个u型槽7。
49.如图2和图3所示，每个可变磁极域单元4都相对于q轴对称布置，均由四个永磁体、四个隔磁磁障和一个引磁磁障4-4组成，其中四个永磁体分别是第一永磁体4-5、第二永磁体4-6、第三永磁体4-7和第四永磁体4-8。第一永磁体4-5、第三隔磁磁障4-3和第三永磁体4-7依次连接成u形结构，u形结构的开口朝外，u形结构相对于q轴对称，第一永磁体4-5和第三永磁体4-7的结构相同，是u形的两个侧壁，第三隔磁磁障4-3是u形底壁。第三隔磁磁障4-3与q轴相垂直，第一永磁体4-5和第三永磁体4-7分别与q轴呈一夹角，夹角大小为β1，满足0《β1《90deg。在u形结构区域内部中间是引磁磁障4-4，引磁磁障4-4相对于q轴对称，引磁磁障4-4的径向截面呈椭圆形，椭圆的长轴与q轴垂直，短轴与q轴重合。
50.在u形结构的切向方向外部是第二永磁体4-6和四永磁体4-8，第二永磁体4-6和四永磁体4-8相对于q轴对称且呈八字形布置，八字形开口朝外，第二永磁体4-6和四永磁体4-8在八字形的顶部不接触，分别与q轴呈一夹角，夹角大小为β2，满足0《β2《90deg，并且β2＞β1。第二永磁体4-6和第一永磁体4-5在q轴的同一侧，第四永磁体4-8和第三永磁体4-7在q轴的另一侧。
51.在第一永磁体4-5和第三永磁体4-7的外端部分别设有一个第一隔磁磁障4-1，第二永磁体4-6和四永磁体4-8的外端部分别设有一个第二隔磁磁障4-2，因此共有四个隔磁磁障。两个第一隔磁磁障4-1的结构相同，关于q轴对称。两个第二隔磁磁障4-2的结构相同，关于q轴对称。
52.由第四永磁体4-8内端延长线、第二永磁体4-6内端延长线、第三隔磁磁障4-3内侧面、第三隔磁磁障4-3内侧面两端与第二永磁体4-6和第四永磁体4-8内端的连接线以及转子1内壁之间围成的区域，视为漏磁域4-9。
53.如图3，转子1的径向厚度为r，第一永磁体4-5和第三永磁体4-7的径向截面均是长方形，长方形的长度方向是沿内外斜向，长度需满足0《h
x1
《0.8r，宽度为l
x1
。
54.第二永磁体4-6和第四永磁体4-8的径向截面均是长方形，长方形的长度方向是沿内外斜向，长度h
x2
需满足0《h
x2
《0.8r，宽度为l
x2
，且0《l
x1
≤l
x2
，h
x1
《h
x2
，长度和宽度分别大于或等于第一永磁体4-5和第三永磁体4-7的长度和宽度。
55.引磁磁障4-4外端到转子1外侧面的距离以及引磁磁障4-4内端到第三隔磁磁障4-4的距离均需大于0.05r。
56.每个可变磁极域单元4的内侧表面上的两个u型槽7关于q轴对称分布，u型槽7沿切向的宽度j需满足0《j《0.1r，u型槽7的极弧宽度βn与转子1内表面极弧宽度βm应满足关系0《βn《βm。
57.如图4和图5所示，非可变磁极域单元5由两个永磁体和四个隔磁磁障组成，两个永磁体分别是第五永磁体5-3和第六永磁体5-4，第五永磁体5-3和第六永磁体5-4的结构相同，相对于q轴呈八字形对称布置，八字形的底部朝外，第五永磁体5-3和第六永磁体5-4与q轴呈一夹角，夹角大小为β3，满足0《β3《90deg。
58.第五永磁体5-3和第六永磁体5-4的外端各设置一个第四隔磁磁障5-1，内端各设置一个第五隔磁磁障5-2。内端的两个第五隔磁磁障5-2结构相同且不接触，关于q轴对称。两个第四隔磁磁障5-1结构相同，关于q轴对称。
59.第五永磁体5-3和第六永磁体5-4的径向截面是长方形，长方形的长度方向是沿内外斜向，长度为h
x3
，h
x3
需满足0《h
x3
《0.9r，宽度为l
x3
。
60.两个第五隔磁磁障5-2与转子1内侧面之间的磁桥的径向宽度为l
x4
，宽度l
x4
应满足0《l
x4
《0.1r。
61.相邻可变磁极单元q轴、非可变磁极单元q轴与转子1的圆心构成的夹角为180deg/n。
62.如图1所示，每个可变磁极域单元4中的四个永磁体的充磁方均是沿永磁体的宽度方向，在q轴同侧的两个永磁体的充磁方向相同。第一永磁体4-5和第二永磁体4-6充磁方向是沿永磁体宽度方向斜向背离q轴，第三永磁体4-7和第四永磁体4-8充磁方向是沿永磁体宽度方向斜向指向q轴。相邻的两个可变磁极域单元4中的四个永磁体的充磁方向一致。
63.第五永磁体5-3和第六永磁体5-4的充磁方向均是沿永磁体的宽度方向，一个斜向背离q轴，另一个斜向指向q轴。最靠近可变磁极域单元4中第四永磁体4-8的第五永磁体5-3，其充磁方向是斜向指向q轴。最靠近可变磁极域单元4中第二永磁体4-6的第六永磁体5-4的充磁方向是斜向背离q轴。相邻的两个非可变磁极域单元5中的永磁体充磁方向一致。
64.定子2和转子1为硅钢片材料制成，第一永磁体4-5、第二永磁体4-6、第三永磁体4-7、第四永磁体4-8、第五永磁体5-3和第六永磁体5-4均为钕铁硼材料制成。
65.如图6所示的可变磁极域单元4在空载时的四条可变漏磁路径，其中两条为自主漏磁可变漏磁路径a1、a2，两条为极间漏磁可变漏磁路径a3、a4。自主漏磁可变漏磁路径a1从第四永磁体4-8内端出发经过漏磁域4-9回到第四永磁体4-8，自主漏磁可变漏磁路径a2从第二永磁体4-6内端出发经过漏磁域4-9回到第二永磁体4-6。极间漏磁可变漏磁路径a3从第一永磁体4-5内端出发经过第三永磁体4-7内端再经过漏磁域4-9回到第一永磁体4-5。极间漏磁可变漏磁路径包括路径a4从第二永磁体4-6外端部出发经过第一永磁体4-5外端再经过第三永磁体4-7外端部及第四永磁体4-8外端而后穿过漏磁域4-9回到第二永磁体4-6。
66.如图7所示的可变磁极域单元4在负载时的四条有效磁通路径a5、a6、a7、a8，有效磁通路径a5从第四永磁体4-8内端部出发经过气隙、定子2后回到第四永磁体4-8。有效磁通路径a6从第二永磁体4-6内端部出发经过气隙、定子2后回到第二永磁体4-6。有效磁通路径a7从第一永磁体4-5内端部出发经过第三永磁体4-7内端部再经过气隙、定子2回到第一永磁体4-5。有效磁通路径a8从第二永磁体4-6外端部出发经过第一永磁体4-5外端部、第三永磁体4-7外端部、第四永磁体4-8外端部、气隙、定子2后回到第二永磁体4-6。
67.本发明可变磁极域交替永磁轮毂电机中的关键参数为可变磁极域单元4和非可变磁极域单元5中每个永磁体的长度和宽度，其设计方法具体包括以下步骤：
68.步骤1：结合电动汽车重载爬坡、频繁起停以及高速巡航工况条件，确定电机最高转速需求与最大转矩输出能力要求，得到最高转速为ω
max
，最大转矩为t。结合电机的参数：q轴额定电流i
q1
、电机匝数n、母线电压值u
dc
，确定出电机最大理想永磁气隙磁通值φ
max
与最小理想永磁气隙磁通值φ
min
：
[0069][0070][0071]
其中：p为电机转子极对数。
[0072]
步骤2：建立图8所示的非可变磁极域单元5空载时的磁路模型和图9所示的非可变磁极域单元5负载时的磁路模型，包括气隙磁阻rg、永磁体磁阻r
pmb
、永磁磁通φ
pmb
和电枢磁势fs，由于非可变磁极域单元5永磁磁通φ
pmb
均为有效磁通，当电机空载运行时，非可变磁极域单元5的永磁磁通量φ
pmb
即为电机进入定子2的有效气隙磁通φ
δb
，即非可变磁极域单元5的有效气隙磁通φ
δb
与其永磁磁通φ
pmb
相等。
[0073]
步骤3：根据所述的最小理想永磁气隙磁通值φ
min
和永磁体磁阻r
pmb
，计算出非可变磁极域单元5中的永磁体即第五永磁体5-3和第六永磁体5-4的长度h
x3
与宽度l
x3
之积，φ
min
和r
pmb
相乘等于h
x3
与l
x3
之积。最小理想永磁气隙磁通值φ
min
与非可变磁极域单元5的永磁体长度h
x3
、宽度l
x3
的关系可以用下式进行表示：
[0074]hx3
l
x3
＝f
pmb
＝φ
minrpmb
ꢀꢀꢀꢀ
(4)
[0075]
其中，f
pmb
为非可变磁极域单元5的永磁磁势。
[0076]
根据设计经验，确定出永磁体宽度l
x3
的宽度范围为(0，5mm)，在宽度范围(0，5mm)内先行确定出永磁体的初始宽度值，根据式(4)继而可以确定永磁体的初始长度值。
[0077]
步骤4：电机负载运行时，可变磁极域单元4有效气隙磁通量不为0，可变磁极域单元4与非可变磁极域单元5共同为电机励磁，这两个单元共同构建可变磁极域交替永磁轮毂电机有效磁通。建立图10所示的可变磁极域单元4空载时的磁路模型和图11所示的可变磁极域单元4负载时的磁路模型，包括气隙磁阻rg、电枢磁势fs、可变磁极域单元4的永磁体磁阻r
pma
、可变磁极域单元4的永磁磁通φ
pma
、自主漏磁磁通路径a1的磁阻r
b1
、自主漏磁磁通路径a2的磁阻r
b2
、极间漏磁可变漏磁路径a3的磁阻r
b3
、极间漏磁可变漏磁路径a4的磁阻r
b4
以及四条路径对应的漏磁磁通大小分别为φ
σ1
＝k1iq、φ
σ2
＝k2iq、φ
σ3
＝k3iq、φ
σ4
＝k4iq，其中，k1、k2、k3、k4分别为对应的四条路径的漏磁系数，反映漏磁大小与q轴电流iq的变化关系。
[0078]
空载时，可变磁极域单元4的有效气隙磁通量φ
δa
为0，可变磁极域单元4的永磁磁通φ
pma
分别通过路径a1、a2、a3、a4形成回路，进入定子2的有效气隙磁通φ
δa
为0，如图6所示。负载时，如图7所示，当q轴电流iq增大，漏磁磁通路径的磁阻r
b1
、r
b2
、r
b3
、r
b4
增加，可变磁极域单元4的永磁磁通φ
pma
进入定子2形成有效气隙磁通φ
δa
，有效气隙磁通φ
δa
增加。
[0079]
步骤5：考虑磁路饱和引起的硅钢片磁导率变化，估计饱和后的各漏磁磁通路径磁阻，根据给定最大理想永磁气隙磁通值φ
max
，计算出可变磁极域单元4的永磁体长度h
x1
，h
x2
与宽度l
x1
，l
x2
之积，即第一永磁体4-5和第三永磁体4-7的长度h
x1
与宽度l
x1
之积，第二永磁体4-6和第四永磁体4-8的长度h
x2
与宽度l
x2
之积。
[0080]
最大理想永磁气隙磁通值φ
max
、最小理想永磁气隙磁通值φ
min
与可变磁极域单元4的永磁体长度h
x1
，h
x2
、宽度l
x1
，l
x2
的关系可以用下式表示
[0081][0082]
其中，f
pma
为可变磁极域单元4的永磁磁势。可变磁极域单元4负载时有效磁通与非可变磁极域单元5恒定永磁磁通应保持相等，所以应满足：
[0083]fpmb
＝f
pma
ꢀꢀꢀ
(6)
[0084]fpmb
为非可变磁极域单元5的永磁磁势。
[0085]
类似地，根据永磁体宽度范围(0，5mm)，先行确定永磁体宽度l
x1
，l
x2
的值，结合式(5)，可以获得永磁体的初始长度和宽度。
[0086]
步骤6：通过有限元仿真软件搭建如图1所示的仿真模型，仿真电机空载时的永磁气隙磁通值为实际最小永磁气隙磁通值φ’min
，仿真额定负载下的永磁气隙磁通值为实际最大永磁气隙磁通值φ’max
。验证可变磁极域单元4与非可变磁极域单元5分别进入气隙的永磁磁通值，比较实际最大永磁气隙磁通值φ’max
、实际最小永磁气隙磁通值φ’min
分别相应地与理想最大永磁气隙磁通φ
max
、最小永磁气隙磁通值φ
min
的大小：
[0087]
如果实际最大永磁气隙磁通值φ’max
大于等于理想最大永磁气隙磁通φ
max
且实际最小永磁气隙磁通值φ’min
小于等于理想最小永磁气隙磁通值φ
min
，则非可变磁极域单元5的永磁体长度h
x3
、宽度l
x3
，可变磁极域单元4的永磁体h
x1
，h
x2
、宽度l
x1
，l
x2
满足理想气隙磁
通的设计要求，为最优参数。反之，则不满足设计要求，则重复步骤2至步骤6，在步骤3中重新确定非可变磁极域单元5中永磁体宽度l
x3
的宽度值，得到相应的永磁体的长度；在步骤5中重新确定可变磁极域单元4中永磁体的宽度l
x1
，l
x2
的值，得到相应的永磁体的长度。如此重复地，迭代选择永磁体宽度和计算永磁体长度，直到满足设计要求为止，获得最优的永磁体长度和宽度。在迭代选择永磁体宽度时，采用等步长方式选择宽度。
[0088]
参见图12，为本发明可变磁极域交替永磁轮毂电机施加不同交轴电流下转矩分布曲线，传统永磁电机由于转矩常数为一定值，该曲线为一条直线，即转矩与电流呈线性增长关系。本发明电机由于采用特殊转子设计，转矩常数为一增长的非线性变化值，相应地，该电机的转矩电流关系不再为一条直线，当电流增加时，转矩增幅相应增加。
[0089]
参见图13，为本发明可变磁极域交替永磁轮毂电机施加不同交轴电流下d轴气隙磁链变化图，传统永磁电机由于恒定的永磁气隙磁场，受饱和磁场影响，该曲线为一条线性下降的曲线。而本发明电机由于采用可变磁极域单元4，使得有效匝链磁通能够随着交轴电流变化而变化，当电流达到额定值时，其磁链上升率约为34.4％，从而使得本发明提出的可变磁极域交替永磁轮毂电机具备磁场可调的能力，能够适应多种运行工况，具备多工况运行的可能。
[0090]
参见图14，为本发明可变磁极域交替永磁轮毂电机施加不同交轴电流下交直轴电感lq、ld变化图，伴随着磁通饱和程度的增加，交直轴电感lq、ld在大交轴电流下均有所下降，但交轴电感lq下降更加明显，当电流达到一定值时，交直轴电感lq、ld的大小关系发生了变化，从空载时交轴电感lq大于直轴电感ld变化为直轴电感ld大于交轴电感lq，电机呈现类反凸极特性，从而实现通过通入正直轴电流利用电机的正磁阻转矩，降低了电机不可逆退磁风险。
[0091]
参见图15，为本发明可变磁极域交替永磁轮毂电机施加不同电流、电流角下的转矩分布，可见电机在25度电流角附近，转矩值达到最大，磁阻转矩占比约30％，电机具有较好的转矩输出能力。
[0092]
参见图16的本发明可变磁极域交替永磁轮毂电机的转速转矩曲线图，从图16中可以看出，本发明电机最高转速能够达到2250rpm，约为5倍额定基速，具备较宽的调速范围，能够实现宽调速范围运行。
[0093]
本发明可变磁极域交替永磁轮毂电机的铜耗最优控制方法，如图17所示，基于传统的控制系统，传统的控制系统是由光电编码器、pi控制器、park变换模块、carke变换模块、svpwm模块、逆变器模块、磁链估计模块组成的电流反馈系统。本发明在磁链估计模块的输出端和pi控制器的输出端之间依次串联调磁电流计算模块和最小铜耗分配模块。由光电编码器检测本发明可变磁极域交替永磁轮毂电机转子转角θ，获得角速度ω，角速度ω输入电流反馈回路，与角速度估计值ω*作差的差值经pi控制器后输出电枢电流矢量is*。本发明可变磁极域交替永磁轮毂电机的三相同电流ia、ib、ic、经carke和park的坐标变换为dq轴电流id、iq，与dq轴电压ud、uq、电机角速度ω共同输入磁链估计模块，磁链估计模块采用基于模型参考自适应的参数辨识方法，获取实时电机实时永磁磁链ψ
δ
。然后，永磁有效气隙磁链值ψ
δ
经调磁电流计算模块计算出调磁电流矢量i
qc
，调磁电流矢量i
qc
和pi控制器输出的电枢电流矢量is*共同输入最小铜耗分配模块，由最小铜耗分配模块得到dq轴最优电流id*、iq*值。参考图18所示的流程图，具体如下：
[0094]
在磁链估计模块中，经参数辨识得到实时永磁磁链ψ
δ
，调磁电流计算模块根据实时永磁磁链ψ
δ
先计算出电机在负载下等效漏磁电流分量ik和空载下等效漏磁电流分量i0：
[0095][0096][0097]
其中ψ0为空载永磁磁链值，ld为电机的d轴电感。
[0098]
然后，根据两个电流分量ik、i0计算出调磁电流矢量i
qc
，
[0099]iqc
＝i
k-i0ꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(9)
[0100]
在电枢绕组dq轴同步坐标系下直轴电流id和交轴电流iq形成的电流平面基础上，针对可变磁极域单元4和非可变磁极域单元5，参见图19所示，定义转矩电流矢量i
qt
和调磁电流矢量i
qc
，转矩电流矢量i
qt
作用于非可变磁极域单元5恒定磁通产生恒定转矩，调磁电流矢量i
qc
作用于可变磁极域单元4，调节其有效磁通量。转矩电流矢量i
qt
和调磁电流矢量i
qc
在平面上合成q轴电流参考值iq*。转矩电流矢量i
qt
、调磁电流矢量i
qc
以及d轴电流参考值id*的矢量和即为理想的电枢电流矢量is*。当q轴电流参考值iq*和实际交轴电流矢量iq相位和大小相同时，实际电枢电流矢量is与理想的电枢电流矢量is*相同。据此，可重构可变磁极域交替永磁轮毂电机的转矩方程为：
[0101][0102]
其中，te为电机转矩，t
e0
为非可变磁极域单元5引起的转矩增量，t
ec
为可变磁极域单元4引起的转矩增量，p为电机转子极对数，ψ0为空载永磁磁链值，δψ为负载变化引起的气隙磁链变化量，δlq为负载变化引起的q轴电感变化量，l
q0
为空载时q轴电感，ld为负载时d轴电感。
[0103]
针对式(10)的电机的转矩方程，引入调磁系数m，得到新的转矩方程：
[0104][0105]
以最优铜耗为目标，构建可变磁极域交替永磁轮毂电机的铜耗p
cu
方程：
[0106][0107]
其中，rs为定子电阻值。
[0108]
针对式(12)的铜耗方程构造拉格朗日函数：
[0109][0110]
其中，λ为拉格朗日系数。
[0111]
对式(13)中的拉格朗日函数分别求i
qt
、i
qc
、id*的偏导数，并令其为0，联立求解，可以得到d轴电流参考值id*，转矩电流i
qt
与调磁电流i
qc
之间的数学关系：
[0112][0113]
经下式计算出矢量叠加的q轴电流参考值iq*为：
[0114][0115]
实际反馈q轴电流值iq大小为：
[0116][0117]
其中：is为实际定子电流幅值。
[0118]
实际反馈的q轴电流iq与q轴电流参考值iq*是否相等是作为铜耗最小的判据。如图18所示，在任一负载条件下，通过调整调磁系数m的值，使得q轴电流参考值iq*与实际反馈的q轴电流iq相等。
[0119]
由式(14)可知，当改变调磁系数m时，能够调整转矩电流i
qt
，从而根据调整后的转矩电流值i
qt
，由式(15)计算出调整后的q轴电流参考值iq*：可以获得唯一的调磁系数m的值，使得q轴电流参考值iq*与实际反馈的q轴电流iq相等，此时，调整后的转矩电流i
qt
与调磁电流i
qc
之间相位差为90
°
，转矩电流i
qt
和调磁电流i
qc
相位上呈正交关系。当q轴电流iq与q轴电流参考值iq*不相等，即转矩电流i
qt
与调磁电流i
qc
之间相位差不为90
°
时，重新调磁系数m的值，并重新计算转矩电流i
qt
和q轴电流参考值iq*，直至两者相等为止。
[0120]
当给定大小不同的负载时，需要动态调整调磁系数m的值，比较调磁系数m值下q轴电流参考值iq*与实际q轴电流值iq的大小，当两者值相等时，得到最优的id*和iq*值，转矩
电流i
qt
和调磁电流i
qc
完全解耦，此时合成的定子绕组电流is*幅值最小，能够实现该电机该转矩下的铜耗最小。
[0121]
以上所述仅为本发明的较佳实施方案而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换或改进等，均应包含在本发明的保护范围内。