基于原边反馈的反激式电源转换器的制作方法

1.本发明涉及电路领域，尤其涉及一种基于原边反馈的反激式电源转换器。


背景技术：

2.在中小功率电源转换器领域，基于原边反馈的反激式电源转换器以其电路简单、空间体积小、系统成本低、转换效率高等优势占据应用市场的绝对主导地位。近年来，节能环保成为共识，低待机功耗、高系统效率受到消费者重视，双极结型晶体管(bjt)因其良好的开关特性和低廉的价格优势被广泛应用于10w以下的小功率市场。
3.随着手机、平板电脑等移动设备的功能越来越多，为移动设备供电的电池的容量爆发式增加，并且为移动设备供电的充电器或适配器的输出功率不断提高，已经从原来的5w～10w发展到20w、30w、45w、65w甚至更高。如何在低成本、低待机功耗的基础上提高电源转换器的系统整体效率和功率密度，使得电源转换器既满足充电器或适配器小型化的发展需求也满足越来越严苛的电源能效标准，成为当今研究的重点。


技术实现要素：

4.根据本发明实施例的基于原边反馈的反激式电源转换器，包括变压器、功率开关管、双极结型晶体管、模拟电路供电电源、电流源、第一、第二、第三、和第四开关管、以及开关控制电路，其中：第一、第二、第三、和第四开关管的第一电极分别连接到开关控制电路的第一、第二、第三、和第四输出端，第一开关管的第二电极连接到模拟电路供电电源、第三电极连接到第二开关管的第二电极和功率开关管的栅极，第二开关管的第三电极连接到双极结型晶体管的基极或接地，第四开关管的第二电极连接到双极结型晶体管的基极、第三电极接地，电流源在第三开关管的控制下连接到双极结型晶体管的基极，功率开关管的漏极连接到变压器的原边绕组、源极连接到双极结性晶体管的基极，双极结型晶体管的集电极连接到变压器的原边绕组、发射极经由电流感测电阻接地。
附图说明
5.从下面结合附图对本发明的具体实施方式的描述中可以更好地理解本发明，其中：
6.图1a和1b分别示出了根据本发明实施例的基于原边反馈的反激式电源转换器的示例电路图。
7.图2示出了图1a/1b所示的基于原边反馈的反激式电源转换器中的多个信号的工作波形图。
8.图3a和3b分别示出了图1a和1b所示的基于原边反馈的反激式电源转换器中的控制芯片的示例框图。
9.图4a和4b分别示出了图1a和1b所示的基于原边反馈的反激式电源转换器中与电流源和第三开关管有关的电路部分的示例实现方式的示意图。
10.图5a和5b分别示出了图1a/1b所示的基于原边反馈的反激式电源转换器中的功率开关管和双极结型晶体管的示例封装示意图。
11.图6示出了图1a/1b所示的基于原边反馈的反激式电源转换器中的功率开关管和双极结型晶体管以及控制芯片的示例封装示意图。
具体实施方式
12.下面将详细描述本发明的各个方面的特征和示例性实施例。在下面的详细描述中，提出了许多具体细节，以便提供对本发明的全面理解。但是，对于本领域技术人员来说很明显的是，本发明可以在不需要这些具体细节中的一些细节的情况下实施。下面对实施例的描述仅仅是为了通过示出本发明的示例来提供对本发明的更好的理解。本发明决不限于下面所提出的任何具体配置和算法，而是在不脱离本发明的精神的前提下覆盖了元素、部件和算法的任何修改、替换和改进。在附图和下面的描述中，没有示出公知的结构和技术，以便避免对本发明造成不必要的模糊。另外，需要说明的是，这里使用的用语“a与b连接”可以表示“a与b直接连接”也可以表示“a与b经由一个或多个其他元件间接连接”。
13.目前，双极结型晶体管作为主功率器件只能应用于小功率市场的主要原因在于，双极结型晶体管的导通是电流驱动的，必须有足够的驱动电流才可以使双极结型晶体管导通。另外，双极结型晶体管的驱动损耗大、导通损耗大、且关断速度慢，输出功率的提升必然导致选取更大的双极结型晶体管，而更大的双极结型晶体管需要的驱动电流明显增加，驱动电流增加又会导致双极结型晶体管的关断损耗增加，这些因素限制了双极结型晶体管在更高输出功率市场上的应用。
14.鉴于上述情况，提出了根据本发明实施例的基于原边反馈的反激式电源转换器，其中，采用多个开关管和功率开关管的组合来驱动双极结型晶体管，以降低双极结型晶体管的驱动电流损耗、提高双极结型晶体管的开通速度和/或关断速度、和/或降低双极结型晶体管的关断损耗。
15.图1a示出了根据本发明实施例的基于原边反馈的反激式电源转换器100a的示例电路图。如图1a所示，基于原边反馈的反激式电源转换器100a包括变压器t、功率开关管q1、双极结型晶体管q2、模拟电路供电电源avdd、电流源i
sb1
、第一、第二、第三、和第四开关管d1至d4、以及开关控制电路102，其中：第一、第二、第三、和第四开关管d1至d4的第一电极分别连接到开关控制电路102的第一、第二、第三、和第四输出端，第一开关管d1的第二电极连接到模拟电路供电电源avdd、第三电极连接到第二开关管d2的第二电极和功率开关管q1的栅极，第二开关管d2的第三电极连接到双极结型晶体管q2的基极，第四开关管d4的第二电极连接到双极结型晶体管q2的基极、第三电极接地，电流源i
sb1
在第三开关管d3的控制下连接到双极结型晶体管q2的基极，功率开关管q1的漏极连接到变压器t的原边绕组、源极连接到双极结型晶体管q2的基极，双极结型晶体管q2的集电极连接到变压器t的原边绕组、发射极经由电流感测电阻rs接地。这里，模拟电路供电电源avdd、电流源i
sb1
、第一、第二、第三、和第四开关管d1至d4、以及开关控制电路102可以包括在控制芯片u1a中。
16.图1b示出了根据本发明实施例的基于原边反馈的反激式电源转换器100b的示例电路图。图1b所示的基于原边反馈的反激式电源转换器100b与图1a所示的基于原边反馈的反激式电源转换器100a在结构上的主要不同在于，第二开关管d2的第三电极接地而不是连
接到双极结型晶体管q2的基极，其他部分的连接关系与图1a所示的相应部分相同，在此不再赘述。
17.在图1a/1b所示的基于原边反馈的反激式电源转换器100a/100b中，当第一开关管d1和功率开关管q1处于导通状态且第二、第三、和第四开关管d2至d4处于关断状态时，模拟电路供电电源avdd经由第一开关管d1和功率开关管q1提供用于双极结型晶体管q2的第一驱动电流i
b1
；当功率开关管q1、第一开关管d1、和第四开关管d4处于关断状态且第二开关管d2和第三开关管d3处于导通状态时，电流源i
sb1
经由第三开关管d3提供用于双极结型晶体管q2的第二驱动电流i
b2
。
18.图2示出了图1a/1b所示的基于原边反馈的反激式电源转换器100a/100b中的多个信号的工作波形图，其中，d1至d4分别表示用于驱动第一、第二、第三、和第四开关管d1至d4的导通与关断的驱动信号，vg1表示用于控制功率开关管q1的导通与关断的驱动信号，i
b1
表示用于双极结型晶体管q2的第一驱动电流，i
b2
表示用于双极结型晶体管q2的第二驱动电流，is表示流过电流感测电阻rs的原边电流，vcs是电流感测电阻rs上的电压。这里，假设功率开关管q1以及第一、第二、第三、和第四开关管d1至d4中的每一者在其驱动信号为高电平时处于导通状态并且在其驱动信号为低电平时处于关断状态。
19.如图1a/1b和图2所示，在一些实施例中，在基于原边反馈的反激式电源转换器100a/100b刚上电时，输入电压vbulk经由启动电阻rst给供电电容cvdd充电，随后控制芯片u1a/u1b启动；在一个脉宽调制(pwm)周期刚开始时，第一开关管d1从关断状态变为导通状态，功率开关管q1处于导通状态，第二、第三、和第四开关管d2至d4处于关断状态，模拟电路供电电源avdd经由第一开关管d1和功率开关管q1提供用于双极结型晶体管q2的第一驱动电流i
b1
，使得双极结型晶体管q2从关断状态变为导通状态，从而使得流过电流感测电阻rs的原边电流is增大；当流过电流感测电阻rs的原边电流is达到第一预定水平时，第一开关管d1和功率开关管q1从导通状态变为关断状态，第二和第三开关管d2和d3从关断状态变为导通状态，第四开关管d4保持处于关断状态不变，电流源i
sb1
经由第三开关管d3提供用于双极结型晶体管q2的第二驱动电流i
b2
，使得双极结型晶体管q2保持在导通状态；当流过电流感测电阻rs的原边电流is达到第二预定水平时，第一开关管d1和功率开关管q1保持处于关断状态不变，第二开关管d2保持处于导通状态不变，第三开关管d3从导通状态变为关断状态，第四开关管d4从关断状态变为导通状态，使得双极结型晶体管q2的基极接地，从而使得双极结型晶体管q2从导通状态变为关断状态，直到下一个pwm周期开始为止。
20.如图1a/1b和图2所示，在一些实施例中，在双极结型晶体管q2处于导通状态期间，在电流感测电阻rs上的电压vcs达到第一预定阈值之前(即，流过电流感测电阻rs的原边电流is达到第一预定水平之前)，第一开关管d1和功率开关管q1处于导通状态，第二、第三、和第四开关管d2至d4处于关断状态，双极结型晶体管q2的基极电流由模拟电路供电电源avdd经由第一开关管d1和功率开关管q1提供(即，使用第一驱动电流i
b1
作为双极结型晶体管q2的驱动电流)。
21.如图1a/1b和图2所示，在一些实施例中，在双极结型晶体管q2处于导通状态期间，在电流感测电阻rs上的电压vcs达到第一预定阈值之后(即，流过电流感测电阻rs的原边电流is达到第一预定水平之后)，第一开关管d1、功率开关管q1、和第四开关管d4处于关断状态，第二和第三开关管d2和d3处于导通状态，双极结型晶体管q2的基极电流由电流源i
sb1
经
由第三开关管d3提供(即，使用第二驱动电流i
b2
作为双极结型晶体管q2的驱动电流)。
22.如图1a/1b和图2所示，在一些实施例中，当第一和第三开关管d1和d3以及功率开关管q1处于关断状态且第二和第四开关管d4处于导通状态时，双极结型晶体管q2处于关断状态。
23.在图1a/1b所示的基于原边反馈的反激式电源转换器100a/100b中，功率开关管q1用于控制第一驱动电流i
b1
是否被用作双极结型晶体管q2的驱动电流，第一和第四开关管d1和d4用于控制功率开关管q1的导通与关断。在双极结型晶体管q2处于导通状态期间，分时段使用第一和第二驱动电流i
b1
和i
b2
作为双极结型晶体管q2的驱动电流。在双极结型晶体管q2从关断状态变为导通状态的过程中，使用第一驱动电流i
b1
作为双极结型晶体管q2的驱动电流，此时第一驱动电流i
b1
要足够大，以使得双极结型晶体管q2能够迅速进入饱和区，以最大限度地降低双极结型晶体管q2的开通损耗，提高双极结型晶体管q2的开关速度。但是，双极结型晶体管q2的驱动电流过大会降低双极结型晶体管q2的关断速度，增加双极结型晶体管q2的关断损耗，因此在双极结型晶体管q2从导通状态变为关断状态的过程开始之前，将双极结型晶体管q2的驱动电流从第一驱动电流i
b1
切换到第二驱动电流i
b2
(也称为预关断驱动电流)，可以使功双极结型晶体管q2处于导通状态期间存储在基极区的少数载流子迅速复合，以减小双极结型晶体管q2的关断时间，降低双极结型晶体管q2的关断损耗，提高基于原边反馈的反激式电源转换器100a/100b的系统效率和输出功率。
24.具体地，在双极结型晶体管q2从关断状态变为导通状态的过程中，使用第一驱动电流i
b1
作为双极结型晶体管q2的驱动电流，功率开关管q1处于导通状态，第一驱动电流i
b1
由流过功率开关管q1的电流i
q1
产生，电流i
q1
产生的损耗ploss＝i
q12
*r
q1_dson
，由于r
q1_dson
为功率开关管q1的导通电阻且比较小，所以很小的驱动损耗ploss就可以产生较大的第一驱动电流i
b1
，促使双极结型晶体管q2迅速进入饱和区，降低了双极结型晶体管q2的开通损耗。在双极结型晶体管q2处于导通状态期间，在电流感测电阻rs上的电压vcs达到第一预定阈值(例如，电流感测电阻rs上的最大电压值vcsmax的90％)之前，使用第一驱动电流i
b1
作为双极结型晶体管q2的驱动电流，流过电流感测电阻rs的原边电流is＝ic+hfe*i
b1
(ic是流过双极结型晶体管q2的集电极的电流，hfe是双极结型晶体管q2的放大倍数)；在电流感测电阻rs上的电压vcs达到第一预定阈值(例如，电流感测电阻rs上的最大电压值vcsmax的90％)之后，使用第二驱动电流i
b2
作为双极结型晶体管q2的驱动电流，由于i
b2
《《i
b1
，所以在使用第二驱动电流i
b2
维持双极结型晶体管q2处于导通状态期间，双极结型晶体管q2存储在基极区的载流子较少，双极结型晶体管q2关断时其基极区较少的载流子能迅速复合，从而可以减小双极结型晶体管q2的关断时间，降低双极结型晶体管q2的关断损耗。
25.图3a示出了图1a所示的基于原边反馈的反激式电源转换器100a中的控制芯片u1a的示例框图。图3b示出了图1b所示的基于原边反馈的反激式电源转换器100b中的控制芯片u1b的示例框图。如图3a和3b所示，控制芯片u1a和控制芯片u1b的区别在于，在控制芯片u1a中第二开关管d2的第三电极连接到双极结型晶体管q2的基极，在控制芯片u1b中第二开关管d2的第三电极接地。除了第二开关管d2的第三电极的连接机制不同外，控制芯片u1a和u1b的其他部分的连接关系和功能基本类似。下面为了简单，将控制芯片u1a和u1b统称为控制芯片u1。
26.如图3a和3b所示，控制芯片u1除了包括第一至第四开关管d1至d4以及开关控制电
路102以外，还可以包括：
27.芯片供电电路104：连接到控制芯片u1的vdd引脚，包括欠压锁定(uvlo)、过压保护(ovp)、以及参考电压与参考电流(vref&iref)等部分，用于为芯片内部电路提供工作电压、参考电压vref、以及参考电流iref。在vdd引脚处的电压超过uvlo阈值后，芯片内部电路开始工作。当vdd引脚处的电压超过ovp阈值时，芯片内部电路进入自动恢复保护状态，以防止控制芯片u1损坏。
28.反馈控制电路106：连接到控制芯片u1的fb引脚、恒压(cv)控制电路108、以及逻辑控制电路116，包括采样器、运算放大器(ea)、压降补偿、以及输出过压/欠压保护(ovp/uvp)等部分。采样器根据从变压器t的辅助绕组接收到的、表征变压器t的副边绕组上的系统输出电压的输出电压反馈信号，生成输出电压采样信号并将输出电压采样信号提供给运算放大器。运算放大器根据输出电压采样信号和参考电压vref生成误差放大信号，并将误差放大信号提供给cv控制电路108和压降补偿部分。压降补偿部分基于误差放大信号生成压降补偿信号(此环路为正反馈)。输出ovp/uvp部分根据输出电压反馈信号生成ovp信号和uvp信号，并将ovp信号和uvp信号提供给逻辑控制电路116。
29.cv控制电路108：连接到控制芯片u1的cs引脚、反馈控制电路106、以及逻辑控制电路116，用于控制基于原边反馈的反激式电源转换器100a/100b的输出电压恒定。
30.恒流(cc)控制电路110：连接到控制芯片u1的fb引脚和逻辑控制电路116，用于控制基于原边反馈的反激式电源转换器100a/100b的输出电流恒定。这里，可以通过变更电流感测电阻rs的阻值来调整基于原边反馈的反激式电源转换器100a/100b的输出电流的大小。
31.电流感测控制电路112：连接到控制芯片u1的cs引脚和逻辑控制电路116，包括前沿消隐(leb)和过流保护(ocp)等部分，用于实现基于原边反馈的反激式电源转换器100a/100b的过流保护。
32.振荡器(osc)电路114：用于产生高频锯齿波信号并将其提供给逻辑控制电路116，供逻辑控制电路116用以生成占空比可调的方波信号。
33.逻辑控制电路116：用于将来自各电路模块的输入信号进行逻辑分析，输出逻辑控制信号给开关控制电路102。
34.保护电路118：用于在检测到异常故障信息时，使控制芯片u1进入自动恢复保护状态，避免控制芯片u1损坏。
35.需要说明的是，开关控制电路102可以根据逻辑控制电路116提供的逻辑控制信号产生分别用于控制第一、第二、第三、和第四开关管d1至d4的导通与关断的四个控制信号，第一、第二、第三、和第四开关管d1至d4在开关控制电路102的控制下导通和关断，从而形成第一和第二驱动电流i
b1
和i
b2
。第一、第二、第三、和第四开关管d1至d4可以采用n型金属氧化物半导体场效应晶体管(n-mosfet)或双极型晶体管(bjt)来实现。第一和第三开关管d1和d3也可以采用p型金属氧化物半导体场效应晶体管(p-mosfet)来实现。
36.这里，需要进一步说明的是，在图1a/1b所示的基于原边反馈的反激式电源转换器100a/100b中，虽然电流源i
sb1
和第三开关管d3被示出为直接连接在一起，但是电流源i
sb1
并不是一定要直接连接一个开关管，只要电流源i
sb1
能够在双极结型晶体管q2处于导通状态时提供第二驱动电流i
b2
、在双极结型晶体管q2处于关断状态时不提供第二驱动电流i
b2
即
可。
37.图4a示出了与电流源i
sb1
和第三开关管d3有关的电路部分的示例实现方式的示意图。在图4a所示的示例实现中，第三开关管d3的第二电极连接到电流源i
sb1
，、第三电极连接到双极结型晶体管q2的基极。在这种情况下，用于双极结型晶体管q2的第二驱动电流i
b2
由电流源i
sb1
的电流提供，电流源i
sb1
的电流全部流经第三开关管d3，这导致第三开关管d3的面积相对较大。
38.图4b示出了与电流源i
sb1
和第三开关管d3有关的电路部分的另一示例实现方式的示意图。在图4b所示的示例实现中，电流源i
sb1
被用作镜像电流源中的基准电流源，第三开关管d3用于控制电流源i
sb1
是否被包括在镜像电流源中或者用于实现镜像电流源的开关控制。在这种情况下，用于双极结型晶体管q2的第二驱动电流i
b2
由镜像电流源提供，电流源i
sb1
的电流仅为第二驱动电流i
b2
的1/n，流经第三开关管d3的电流i
sb1
比较小，从而第三开关管d3的面积大大减小(相比图4a的示例实现)。
39.在一些实施例中，功率开关管q1和双极结型晶体管q2可以是两个独立的开关管，也可以形成在一个芯片封装中；或者控制芯片u1可以与功率开关管q1和双极结型晶体管q2形成在一个三芯片封装中。
40.图5a示出了图1a/1b所示的基于原边反馈的反激式电源转换器100a/100b中的功率开关管q1和双极结型晶体管q2的示例封装示意图。如图5a所示，功率开关管q1和双极结型晶体管q2可以被包括在同一个单基岛芯片封装中(其中，功率开关管q1的漏极和双极结型晶体管q2的集电极相连)，并且该单基岛芯片封装的详细引脚信息如下：
41.引脚1为栅极驱动引脚，连接到功率开关管q1的栅极区；
42.引脚2为源极引脚，连接到功率开关管q1的源极区；
43.引脚3为基极引脚，连接到双极结型晶体管q2的基极区；
44.引脚4为发射极引脚，连接到双极结型晶体管q2的发射极区，为了增大散热面积、降低温度，可以采用多根打线、多引脚封装，例如通过两根打线连接一个引脚，打线的具体根数可以根据双极结型晶体管q2的发射极区的面积确定；
45.引脚5～8为集电极/漏极引脚，连接到功率开关管q1的漏极区和双极结型晶体管q2的集电极区，为了散热和印刷电路板布局方便，采用多引脚封装，功率开关管q1的漏极区和双极结型晶体管q2的集电极区位于晶体管背面，所以功率开关管q1和双极结型晶体管q2可以采用导电胶和芯片基岛连接，无需打线，阻抗最小。
46.图5b示出了图1a/1b所示的基于原边反馈的反激式电源转换器100a/100b中的功率开关管q1和双极结型晶体管q2的另一示例封装示意图。图5b所示的示例封装与图5a所示的示例封装的区别在于，功率开关管q1的源极和双极结型晶体管q2的基极直接连接后再连接到输出引脚，这样多出一个输出引脚，可以用于双极结型晶体管q2的发射极引脚实现多引脚封装，其他引脚和图5a所示相同，此处不再赘述。
47.图6示出了图1a/1b所示的基于原边反馈的反激式电源转换器100a/100b中的功率开关管q1和双极结型晶体管q2以及控制芯片u1a/u1b的示例封装示意图。如图6所示，功率开关管q1和双极结型晶体管q2采用平铺形式封装，控制芯片u1a/u1b和双极结型开关管q2采用叠代形式封装。具体的封装形式可以根据基岛个数和形状进行调整，不局限于8引脚封装形式。图6所示的示例封装的详细引脚信息如下：
48.引脚1、2、3为用于控制芯片u1a/u1b的控制引脚，连接到控制芯片u1a/u1b的内部焊垫；
49.引脚4为发射极引脚，连接到双极结型晶体管q2的发射极区，为了增大散热面积、降低温度，可以采用多根打线方式降低打线阻抗，打线的具体根数可以根据双极结型晶体管q2的发射极区的面积确定；
50.引脚5～8为集电极引脚，连接到功率开关管q1的漏极区和双极结型晶体管q2的集电极区，为了散热和印刷电路板布局方便，采用多引脚封装，功率开关管q1的漏极区和双极结型晶体管q2的集电极区位于晶体管背面，采用导电胶和基岛连接，无需打线，阻抗最小。
51.综上所述，在根据本发明实施例的基于原边反馈的反激式电源转换器中，采用多个开关管和功率开关管的组合来驱动双极结型晶体管，降低了双极结型晶体管的驱动电流损耗，提高了双极结型晶体管的开通速度。另外，通过在双极结型晶体管从导通状态变为关断状态的过程开始之前设置预关断驱动电流，减少了双极结型晶体管处于导通状态期间基极区的载流子，使得关断时能迅速抽取双极结型晶体管的基极区中剩余的少数载流子，提高关断速度，降低关断损耗，从而可以扩展双极结型晶体管的应用范围。
52.本发明可以以其他的具体形式实现，而不脱离其精神和本质特征。例如，特定实施例中所描述的算法可以被修改，而系统体系结构并不脱离本发明的基本精神。因此，当前的实施例在所有方面都被看作是示例性的而非限定性的，本发明的范围由所附权利要求而非上述描述定义，并且，落入权利要求的含义和等同物的范围内的全部改变从而都被包括在本发明的范围之中。