一种混合双向LLC-DAB变换器的优化设计方法

一种混合双向llc-dab变换器的优化设计方法
技术领域
1.本发明涉及开关电源技术领域，具体为一种混合双向llc-dab变换器的优化设计方法。


背景技术：

2.目前广泛使用的双向隔离dc-dc变换器模块，如双向llc谐振变换器和双有源桥(dab)变换器，都有其自身的缺点:前者会在大电压调节范围内引入高循环电流，降低效率。后者在轻负载时易失去软开关，在重负载时关断损耗大。
3.随着实际应用中电压等级和功率等级的提高，多双向隔离dc-dc变换器模块组合系统已成为全球学者的研究热点。常见的组合结构主要包括多个dab转换器的组合和多个llc转换器的组合。为了克服单个变换器模块自身的缺点，提高组合式双向隔离dc-dc变换器的性能，许多研究将dab变换器模块和双向llc谐振变换器模块组合在sigma结构中，可以利用双向llc谐振变换器模块在直流变压器(dcx)模式功率传输中的高效率，以及dab转换模块双向功率流控制的灵活性。它不仅实现了宽负载范围内的高效功率传输，而且提高了双向潮流下的动态性能。而目前已有的llc-dab变换器组合方案带来了大量的开关。
4.针对llc-dab混合转换器存在的上述问题和电路结构复杂的问题，现有技术中提出了一种改进的llc-dab混合双向转换器，该转换器将二次侧整流桥电路进行多路复用，可以去掉四个开关器件，实现llc电路双向所有开关器件的全负荷范围软开关zvs，提高了变换器的效率。
5.然而，在上述提出的混合双向llc-dab变换器的研究中，他们只是简单地说明了主要功率通过llc谐振变换器，dab变换器处理部分功率。它的具体功率分配原理没有详细讨论。此外，在某些研究中，提出dab变换器比llc谐振变换器效率更高，而以往的研究大多认为llc谐振变换器效率更高，但都是定性分析，没有进行定量比较。大部分的设计都是基于功率分配采用工程经验来给出后去设计相应的电路元件参数，不具备通用性和实用性。同时，如果采用复杂的模型计算方法，虽然精度能够提高，但也不能完全反应系统特性，还带来了复杂的计算度。
6.根据上述研究现状可知，混合llc-dab双向变换器具有很好的应用前景，但其中的参数优化设计还没有明确的方法。为了更好地利用llc-dab混合双向转换器，需要对其功率分配关系进行优化，这直接决定了系统的效率和动态性能。但是，由于这两个性能指标很难同时考虑，因此很难直接进行设计。因此，在设计过程中可以考虑采用先进的优化算法。近年来，为了获得最优结果，电力电子领域经常采用蜂群优化(bco)、粒子群优化(pso)和遗传算法(ga)等优化算法。在本发明中需要优化的目标有两个以上，需要引入多目标优化算法，这在dc-dc变换器的设计中研究较少。


技术实现要素：

7.本发明提出了一种混合双向llc-dab变换器的优化设计方法，用以解决上述背景
技术中提出的问题。
8.本发明提供了一种混合双向llc-dab变换器的优化设计方法，包括以下步骤：
9.将辅助dab电路变压器的二次侧与llc一次侧电路变压器的二次侧并联，得到混合双向llc-dab变换器结构；
10.采用降阶建模法建立混合双向llc-dab变换器的输入电压与输出电压之间的传递函数，采用llc一次侧电路的穿越角频率、辅助dab电路的单相移相，分别表征混合双向llc-dab变换器的输入电压、输出电压的动态性能，得到混合双向llc-dab变换器的整体动态性能表达式；
11.计算混合双向llc-dab变换器的总损耗表达式；
12.确定影响混合双向llc-dab变换器的总损耗表达式的参数，以及影响混合双向llc-dab变换器的动态性能的参数，所述参数包括llc一次侧电路中的变压器的匝数比，以及混合双向llc-dab变换器的磁分量、反应分量；
13.将混合双向llc-dab变换器中的开关实现零电压开通的参数边界条件作为参数设计约束条件，采用多目标粒子群优化算法对各个参数进行优化，实现对混合双向llc-dab变换器的优化。
14.进一步地，所述混合双向llc-dab变换器中的开关实现零电压开通的参数边界条件为：
[0015][0016]
其中，c
p_dab
为辅助dab电路中的开关器件的结电容；
[0017]fs
为开关频率；t
dead
为死区时间；r为负载电阻；
[0018]cp_llc
为llc一次侧电路的结电容；
[0019]cs
为二次侧开关的结电容；lk为辅助dab电路的漏磁电感；
[0020]vin
为混合双向llc-dab变换器的输入总电压；
[0021]vo
为混合双向llc-dab变换器的输出电压；
[0022]vc2
为辅助dab电路的输入电压；
[0023]
k1为llc一次侧电路中的变压器t1的匝数比；
[0024]
k2为辅助dab电路中的变压器t2的匝数比；
[0025]dφ
为稳态相位角；lm为励磁电感；
[0026]
n为稳态相移角最大值与最小值之比，其计算公式为：
[0027][0028]
其中，d
φmax
为最大功率裕度；
[0029]dφmin
为无功功率与有功功率的比值。
[0030]
进一步地，所述混合双向llc-dab变换器的开关导通损耗p
sw_c
的计算公式为：
[0031]
p
sw_c
＝2i
rms_llc2rllc
+2i
rms_dab2rdab
+2i
rms_s2rs
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(3)
[0032]
其中，i
rms_llc
为llc一次侧电路中的所有开关的导通电流；
[0033]rllc
为llc一次侧电路中的所有开关的导通电阻；
[0034]irms_dab
为辅助dab电路中的所有开关的导通电流；
[0035]rdab
为辅助dab电路中的所有开关的导通电阻；
[0036]irms_s
为二次侧开关的导通电流；
[0037]rs
为二次侧开关的导通电阻；
[0038]
其中，i
rms_llc
、i
rms_dab
、i
rms_s
的的计算公式分别为：
[0039][0040][0041]irms_s
＝k1i
rms_llc
+k2i
rms_dab
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(6)
[0042]
其中，ts为开关周期；i
lr
(t)为谐振电感电流。
[0043]
进一步地，所述混合双向llc-dab变换器的开关关断损耗p
sw_off
的计算公式为：
[0044]
p
sw_off
＝2p
sw_off_llc
+2p
sw_off_dab
+2p
sw_off_s
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(7)
[0045]
其中，p
sw_off_llc
为llc一次侧电路的开关关断损耗；
[0046]
p
sw_off_dab
为辅助dab电路的开关关断损耗；
[0047]
p
sw_off_s
为二次侧开关的开关关断损耗；
[0048]
其中，p
sw_off_llc
、p
sw_off_dab
、p
sw_off_s
的计算公式分别为：
[0049][0050]
其中，v
c1
为llc一次侧电路输入电压；
[0051]
t
off_llc
、t
off_dab
、t
off_s
分别为llc一次侧电路、辅助dab电路、二次侧电路的开关的关断时间；
[0052]isw_off_llc
、i
sw_off__dab
、i
sw_off__s
分别为llc一次侧电路、辅助dab电路、二次侧电路的关断电流，其计算公式分别为：
[0053][0054]
其中，fr为谐振频率。
[0055]
进一步地，所述混合双向llc-dab变换器的电感铜损p
c_l_loss
的计算公式为：
[0056]
p
c_l_loss
＝i
2rms_llcrc_l_llc
+i
2rms_dabrc_l_dab
ꢀꢀꢀꢀꢀ
(10)
[0057]
其中，r
c_l_llc
为llc一次侧电路的电感器上考虑集肤效应的等效电阻；
[0058]rc_l_dab
为辅助dab电路电感器上考虑集肤效应的等效电阻；
[0059]
其中，r
c_l
为电感器上考虑集肤效应的等效电阻，其计算公式为：
[0060][0061]
其中，r
dc_c_l
为电感器上的直流电阻；
[0062]nn
为利茨参数中的股数；n
l
为束层数；
[0063]
其中δ的计算公式为：
[0064][0065]
其中dw为利茨线的线径，δ为集肤深度。
[0066]
进一步地，所述混合双向llc-dab变换器的变压器铜损p
c_t_loss
的计算公式为：
[0067][0068]
其中，r
c_t_llc
为llc一次侧电路的变压器上考虑集肤效应的等效电阻；
[0069]rc_t_dab
为辅助dab电路电感器变压器上考虑集肤效应的等效电阻；
[0070]
其中，r
c_t
为变压器上考虑集肤效应的等效电阻。
[0071]
进一步地，所述混合双向llc-dab变换器的电感铁损p
i_l_loss
的计算公式为：
[0072]
p
i_l_loss
＝p
i_l_llc
+p
i_l_dab
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(14)
[0073]
其中，p
i_l_llc
为llc一次侧电路的电感铁损；
[0074]
p
i_l_dab
为辅助dab电路的电感铁损；
[0075]
采用steinmetz方程计算电感铁损p
iron_loss
，其计算公式为：
[0076]
[0077]
其中b
max
为峰值磁通密度；v
l
为所选磁芯的体积；
[0078]
k、α、β分别是steinmetz参数。
[0079]
进一步地，所述混合双向llc-dab变换器的变压器铁损p
i_t_loss
的计算公式为：
[0080]
p
i_t_loss
＝p
i_t_llc
+p
i_t_dab
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(16)
[0081]
其中，p
i_t_llc
为llc一次侧电路的变压器铁损；
[0082]
p
i_t_dab
为辅助dab电路的变压器铁损；
[0083]
其中在计算变压器铁损p
i_t
时，llc一次侧电路、辅助dab电路的峰值磁通密度表达式为：
[0084][0085]
其中n
t
为变压器匝数，dd为占空比，ae为磁芯截面积；
[0086]ae2
为辅助dab电路中变压器的磁芯截面积；
[0087]
将所述混合双向llc-dab变换器的开关接通损耗、开关导通损耗、开关关断损耗、电感铜损、变压器铜损、电感铁损和变压器铁损进行相加，得到混合双向llc-dab变换器的总损耗。
[0088]
进一步地，采用降阶建模方法建立所述混合双向llc-dab变换器的输出电压的模型，得到：
[0089][0090]
其中gd(s)为控制变量到输出电压的传递函数；
[0091]gin
(s)为输入电压到输出电压的传递函数；
[0092]
其中a、b、c、d1、e分别为式(18)中对应的变量，其表达式分别为：
[0093][0094]
其中辅助dab电路使用单相移相调制来调节输出电压，其中稳态相位角d
φ
的计算公式为：
[0095][0096]
使用穿越角频率ω
c1
来分析混合双向llc-dab变换器的动态性能，其计算公式为：
[0097]
[0098]
其中c1为llc一次侧电路的输入电容；c2为辅助dab电路的输入电容。
[0099]
进一步地，所述采用多目标粒子群优化算法对各个参数进行优化，实现对混合双向llc-dab变换器的优化，包括以下步骤：
[0100]
初始化加速度常数、外部存档exa和目标权重ω；
[0101]
将llc一次侧电路中的变压器t1的匝数比k1按照固定步长增长，并将其设置为λ
min
*v
in
/v0，其中λ
min
为最小功率容量分配因子；
[0102]
初始化llc一次侧电路谐振腔参数边界、粒子速度、位置和最佳存档pba，其中按照励磁电感取值计算llc一次侧电路谐振腔参数边界，如下：
[0103][0104]
其中lr为llc一次侧电路的谐振电感；lm为llc一次侧电路的充磁电感；
[0105]cr
为llc一次侧电路的谐振电容；
[0106]
更新粒子速度和位置，计算目标函数值，其中粒子速度和位置的更新方程如下：
[0107][0108]
其中vi和posi为第i个粒子的速度和位置；rand为随机函数；
[0109]
pbesti和gbesti分别为第i个粒子的个体最佳结果、整体粒子的全局最佳结果；
[0110]
k、n分别为当前迭代次数、参数的维数；c1和c2是加速度因子；
[0111]
计算当前迭代时刻所有粒子的非支配解，并根据非主导解更新最佳存档pba；
[0112]
将所有的最佳存档pba保存，并确定非主导解，保存在外部存档exa中，当前k1对应的最优结果保存在外部存档exa中；
[0113]
增加k1的固定步长，当k1大于λ
max
*v
in
/v0，其中λ
max
为最小功率容量分配因子，则得到k1的所有最优结果并将其保存在外部存档exa中；
[0114]
其中外部存档exa中的所有最优结果包含混合双向llc-dab变换器的的参数；
[0115]
所述参数包括：
[0116]
llc一次侧电路中的变压器t1的匝数比k1、llc一次侧电路的谐振电感、llc一次侧电路的谐振电容、llc一次侧电路的励磁电感、辅助dab电路中的变压器t2的匝数比k2、辅助dab电路的漏磁电感；
[0117]
其中辅助dab电路中的变压器t2的匝数比k2的求解公式为：
[0118]
k2＝(v
in-k1*v0)/v0ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(24)。
[0119]
与现有技术相比，本发明的有益效果：
[0120]
本发明以混合双向llc-dab变换器的总损耗、动态性能和在双向功率传输中实现所有开关实现零电压开通的软开关zvs为优化目标，采用多目标粒子群优化算法mo-pso，对以sigma结构构造的混合双向llc-dab变换器进行优化设计，给出两个变换器电路的功率容
量分配最优关系，并验证了llc谐振变换器作为主功率处理单元的优点。本发明能够定量的选择混合双向llc-dab变换器中的功率容量分配参数和电路中的无源元件参数，即不同子变换器电路中变压器的变比以及电路中的电感电容等参数，可以实现在满足动态性能的前提下尽可能的提高变换器效率，使具有高效功率传输的llc谐振变换器电路可以最大化利用。而且采用多目标粒子群优化算法可以利用人工智能算法的优点来克服复杂电路模型的计算难度。
附图说明
[0121]
附图用来提供对本发明的进一步理解，并且构成说明书的一部分，与本发明的实施例一起用于解释本发明，并不构成对本发明的限制。在附图中：
[0122]
图1为本发明所提供的一种混合双向llc-dab变换器的优化设计方法的结构流程示意图；
[0123]
图2为本发明所提供的一种混合双向llc-dab变换器的优化设计方法中的混合双向llc-dab变换器的拓扑图；
[0124]
图3为本发明所提供的一种混合双向llc-dab变换器的优化设计方法中的多目标粒子群优化算法mo-pso进行优化设计的流程图。
具体实施方式
[0125]
下面结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整的描述，但应当理解本发明的保护范围并不受具体实施方式的限制。
[0126]
实施例1
[0127]
如图1所示，本发明提供一种混合双向llc-dab变换器的优化设计方法，包括以下步骤：
[0128]
步骤s1：将辅助dab电路变压器的二次侧与llc一次侧电路变压器的二次侧并联，得到混合双向llc-dab变换器结构；
[0129]
步骤s2：采用降阶建模法建立混合双向llc-dab变换器的输入电压与输出电压之间的传递函数，采用llc一次侧电路的穿越角频率、辅助dab电路的单相移相，分别表征混合双向llc-dab变换器的输入电压、输出电压的动态性能，得到混合双向llc-dab变换器的整体动态性能表达式；
[0130]
步骤s3：计算混合双向llc-dab变换器的总损耗表达式；
[0131]
步骤s4：确定影响混合双向llc-dab变换器的总损耗表达式的参数，以及影响混合双向llc-dab变换器的动态性能的参数，所述参数包括llc一次侧电路中的变压器的匝数比，以及混合双向llc-dab变换器的磁分量、反应分量；
[0132]
步骤s5：将混合双向llc-dab变换器中的开关实现零电压开通的参数边界条件作为参数设计约束条件，采用多目标粒子群优化算法对各个参数进行优化，实现对混合双向llc-dab变换器的优化。
[0133]
如图2，本发明中的混合双向llc-dab变换器的拓扑如图所示，通过将辅助dab电路变压器的二次侧与llc一次侧电路变压器的二次侧直接并联。然后，在二次侧只需要4个交换机，则该混合双向llc-dab变换器结构中减少了交换机的数量。
[0134]
在图2中，lr、lm、lk分别为谐振电感、充磁电感、漏磁电感；
[0135]co
、c1、c2、cr分别为输出滤波电容、llc一次侧电路输入电容、辅助dab电路输入电容、谐振电容；
[0136]
cp_llc、cp_dab和cs分别为llc一次侧电路、辅助dab电路和二次侧开关的结电容；
[0137]vin
、vo、v
c1
、v
c2
、v
cr
分别代表输入总电压、输出电压、llc一次侧电路输入电压、dab辅助电路输入电压、谐振电容电压；
[0138]
k1、k2分别为变压器t1、t2的匝数比。
[0139]
该混合双向llc-dab变换器工作在固定的谐振开关频率下，占空比为50％。
[0140]
qi(i＝1,2,3和4)的驱动信号与si(i＝1,2,3和4)在二次侧的驱动信号相同。
[0141]
对于辅助dab电路，q5和q8同时开、关，对于q1和s1的驱动信号有一个移相角φ。通过对φ的控制可以实现电压调节和潮流控制。
[0142]
值得注意的是，从v
in
侧到vo侧的功率传输称为正向功率传输。
[0143]
由于llc一次侧电路工作在(直流变压器)dcx模式，假定稳态下v
c1
/k1＝v2。
[0144]
主功率通过llc一次侧电路实现高转换效率，辅助dab电路利用部分功率实现调压和双向潮流控制。llc一次侧电路和辅助dab电路之间的功率分布与它们的输入电压有关。换句话说，它和k1有直接的关系。因此k1的设计是关键，它决定了流经每个电路的功率，从而影响了电路参数的设计。
[0145]
为了保证混合双向llc-dab变换器既能达到高效率又具有良好的动态性能，本发明将对以下优化目标进行分析，以更好地指导系统参数的设计。
[0146]
在步骤s1中，为了提高变换器的效率，需要实现变换器llc电路和二次电路在全负载范围内的zvs和辅助dab电路在宽量程内的零电压开关zvs。
[0147]
根据分析，二次侧难以实现零电压。llc一次侧电路的放电/充电时间需要设计得比二次电路小，以扩大零电压开关zvs的工作范围。另外，可以得到最小关断电流对应的最小漏电电感，保证了零电压开关在轻载条件下的工作。因此混合双向llc-dab变换器中的开关实现零电压开通的参数边界条件为：
[0148][0149]
其中，c
p_dab
为辅助dab电路中的开关器件的结电容；
[0150]fs
为可开关频率；t
dead
为死区时间；r为负载电阻；
[0151]cp_llc
为llc一次侧电路的结电容；
[0152]cs
为二次侧开关的结电容；lk为辅助dab电路的漏磁电感；
[0153]vin
为混合双向llc-dab变换器的输入总电压；
[0154]vo
为混合双向llc-dab变换器的输出电压；
[0155]vc2
为辅助dab电路的输入电压；
[0156]
k1为llc一次侧电路中的变压器t1的匝数比；
[0157]
k2为辅助dab电路中的变压器t2的匝数比；d
φ
为稳态相位角；
[0158]
lm为励磁电感；lk为辅助dab电路漏感；
[0159]
n为稳态相移角最大值与最小值之比，其计算公式为：
[0160][0161]
其中，d
φmax
为最大功率裕度；d
φmin
为无功功率与有功功率的比值。
[0162]
零电压开关zvs的损耗不仅影响损耗，还会引入电磁干扰，从而影响变换器的性能。因此，在考虑效率和动态性能两个优化目标时，需要将零电压开关zvs开通的实现作为参数设计的约束条件。
[0163]
在步骤s2中，变换器的总损耗由开关接通损耗、开关导通损耗、开关关断损耗、电感铜损、变压器铜损、电感铁损和变压器铁损七部分组成。各部分的损耗分解分析如下：
[0164]
步骤s2.1：开关接通损耗
[0165]
由于该变换器可以实现所有开关的零电压，因此开关的接通损耗为零。
[0166]
步骤s2.2：开关导通损耗
[0167]
总开关导通损耗可以用流过开关的均方根rms电流计算，则混合双向llc-dab变换器的开关导通损耗p
sw_c
的计算公式为：
[0168]
p
sw_c
＝2i
rms_llc2rllc
+2i
rms_dab2rdab
+2i
rms_s2rs
ꢀꢀꢀꢀꢀ
(3)
[0169]
其中，i
rms_llc
为llc一次侧电路中的所有开关的导通电流；
[0170]rllc
为llc一次侧电路中的所有开关的导通电阻；
[0171]irms_dab
为辅助dab电路中的所有开关的导通电流；
[0172]rdab
为辅助dab电路中的所有开关的导通电阻；
[0173]irms_s
为二次侧开关的导通电流；
[0174]rs
为二次侧开关的导通电阻；
[0175]
其中，i
rms_llc
、i
rms_dab
、i
rms_s
的的计算公式分别为：
[0176][0177][0178]irms_s
＝k1i
rms_llc
+k2i
rms_dab
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(6)
[0179]
其中，ts为开关周期；i
lr
(t)为谐振电感电流。
[0180]
步骤s2.3：因开关关断损耗与关断电流和开关关断时间有关，则混合双向llc-dab变换器的开关关断损耗p
sw_off
的计算公式为：
[0181]
p
sw_off
＝2p
sw_off_llc
+2p
sw_off_dab
+2p
sw_off_s
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(7)
[0182]
其中，p
sw_off_llc
为llc一次侧电路的开关关断损耗；
[0183]
p
sw_off_dab
为辅助dab电路的开关关断损耗；
[0184]
p
sw_off_s
为二次侧开关的开关关断损耗；
[0185]
其中，p
sw_off_llc
、p
sw_off_dab
、p
sw_off_s
的计算公式分别为：
[0186][0187]
其中，v
c1
为llc一次侧电路输入电压；
[0188]
t
off_llc
、t
off_dab
、t
off_s
分别为llc一次侧电路、辅助dab电路、二次侧电路的开关的关断时间；
[0189]isw_off_llc
、i
sw_off__dab
、i
sw_off__s
分别为llc一次侧电路、辅助dab电路、二次侧电路的关断电流，其计算公式分别为：
[0190][0191]
其中，fr为谐振频率。
[0192]
步骤s2.4：因电感器的铜损主要是由电感器上绕组里的利茨线的电阻引起的，则混合双向llc-dab变换器的电感铜损p
c_l_loss
的计算公式为：
[0193]
p
c_l_loss
＝i
2rms_llcrc_l_llc
+i
2rms_dabrc_l_dab
ꢀꢀꢀꢀꢀ
(10)
[0194]
其中，r
c_l_llc
为llc一次侧电路的电感器上考虑集肤效应的等效电阻；
[0195]rc_l_dab
为辅助dab电路电感器上考虑集肤效应的等效电阻；
[0196]
其中，r
c_l
为电感器上考虑集肤效应的等效电阻，其计算公式为：
[0197][0198]
其中，r
dc_c_l
为电感器上的直流电阻；
[0199]nn
为利茨参数中的股数；n
l
为束层数；
[0200]
其中δ的计算公式为：
[0201][0202]
其中dw为利茨线的线径，δ为蒙皮深度。
[0203]
步骤s2.5：变压器铜损与电感铜损相似，则混合双向llc-dab变换器的变压器铜损p
c_t_loss
的计算公式为：
[0204][0205]
其中，r
c_t_llc
为llc一次侧电路的变压器上考虑集肤效应的等效电阻；
[0206]rc_t_dab
为辅助dab电路电感器变压器上考虑集肤效应的等效电阻；
[0207]
其中，r
c_t
为变压器上考虑集肤效应的等效电阻。
[0208]
步骤s2.6：电感铁损主要是由材料的磁滞和涡流引起的，则混合双向llc-dab变换器的电感铁损p
i_l_loss
的计算公式为：
[0209]
p
i_l_loss
＝p
i_l_llc
+p
i_l_dab
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(14)
[0210]
其中，p
i_l_llc
为llc一次侧电路的电感铁损；
[0211]
p
i_l_dab
为辅助dab电路的电感铁损；
[0212]
采用steinmetz方程计算电感铁损p
iron_loss
，其计算公式为：
[0213][0214]
其中b
max
为峰值磁通密度；v
l
为所选磁芯的体积；
[0215]
k、α、β分别是steinmetz参数。
[0216]
步骤s2.7：混合双向llc-dab变换器的变压器铁损p
i_t_loss
的计算公式为：
[0217]
p
i_t_loss
＝p
i_t_llc
+p
i_t_dab
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(16)
[0218]
其中，p
i_t_llc
为llc一次侧电路的变压器铁损；
[0219]
p
i_t_dab
为辅助dab电路的变压器铁损；
[0220]
其中在计算变压器铁损p
i_t
时，llc一次侧电路、辅助dab电路的峰值磁通密度表达式为：
[0221][0222]
其中n
t
为变压器匝数，dd为占空比，ae为磁芯截面积；
[0223]ae2
为辅助dab电路中变压器的磁芯截面积。
[0224]
步骤s2.8：将前七部分的损耗相加，得到该变换器的总损耗。
[0225]
p
total_loss
＝p
sw_on
+p
sw_c
+p
sw_off
+p
c_l_loss
+p
c_t_loss
+p
i_l_loss
+p
i_t_loss
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(18)
[0226]
在步骤s3中，确定混合双向llc-dab变换器的动态性能，包括：
[0227]
采用降阶建模方法建立混合双向llc-dab变换器的输出电压的模型，得到：
[0228][0229]
其中gd(s)为控制变量到输出电压的传递函数；
[0230]gin
(s)为输入电压到输出电压的传递函数；
[0231]
其中a、b、c、d分别为式(18)中对应的变量，其表达式分别为：
[0232][0233]
其中辅助dab电路使用单相移相调制来调节输出电压，则稳态相位角d
φ
的计算公式为：
[0234][0235]
使用穿越角频率ω
c1
来分析混合双向llc-dab变换器的动态性能，其计算公式为：
[0236][0237]
其中c1为llc一次侧电路的输入电容；c2为辅助dab电路的输入电容。
[0238]
综上，在设计混合llc-dab双向变换器时，需要考虑损耗和动态性能等多个目标。每个优化对象都与llc一次侧电路中的变压器t1的匝数比k1、磁分量(llc一次侧电路的谐振电感lr、辅助dab电路的漏磁电感lk、llc一次侧电路的充磁电感lm)为和反应分量(llc一次侧电路的谐振电容cr和输入/输出电容)有直接关系。这些参数的选择也相互影响。因此，传统的单目标参数优化算法已不再适用。
[0239]
在步骤s4中，由于在该变换器中采用llc一次侧电路作为直流变压器dcx，以保证高效率，辅助dab电路保证动态性能，这两个目标需要相互考虑和妥协。这两个目标将影响系统参数的设计。因此，本发明将采用多目标优化算法来解决这个问题。由于该算法收敛速度快，易于实现，因此选择了多目标粒子群优化算法mo-pso对混合llc-dab双向变换器进行优化设计，其优化设计的流程图如图3所示。
[0240]
采用多目标粒子群优化算法对各个参数进行优化，实现对混合双向llc-dab变换器的优化，包括以下步骤：
[0241]
当多目标粒子群优化算法mo-pso启动时，首先初始化加速度常数、外部存档exa和目标权重ω；
[0242]
由于磁性元件的选择与llc一次侧电路中的变压器t1的匝数比k1的匝数比有关，因此将其按照固定步长增长，并将其设置为λ
min
*v
in
/v0，其中λ
min
为最小功率容量分配因子；
[0243]
步骤4.1：初始化llc一次侧电路谐振腔参数边界、粒子速度、位置和最佳存档pba，其中按照励磁电感取值计算llc一次侧电路谐振腔参数边界，如下：
[0244][0245]
其中lr为llc一次侧电路的谐振电感；lm为llc一次侧电路的充磁电感；
[0246]cr
为llc一次侧电路的谐振电容；
[0247]
步骤4.2：更新粒子速度和位置，计算目标函数值，其中粒子速度和位置的更新方程如下：
[0248][0249]
其中vi和posi为第i个粒子的速度和位置；rand为随机函数；
[0250]
pbesti和gbesti分别为第i个粒子的个体最佳结果、整体粒子的全局最佳结果；
[0251]
k、n分别为当前迭代次数、参数的维数；c1和c2是加速度因子；
[0252]
步骤4.3：计算当前迭代时刻所有粒子的非支配解，并根据非主导解更新最佳存档pba，如果仍然有迭代次数，返回到步骤步骤5.2；
[0253]
步骤4.4：将所有的最佳存档pba保存在一个临时文件中，并确定非主导解，保存在外部存档exa中，继续下一代的计算。如果不是最后一代，请返回步骤步骤5.2。此时，当前k1对应的最优结果保存在外部存档exa中；
[0254]
步骤4.5：增加k1的固定步长，当k1小于或等于λ
max
*v
in
/v0，则回到步骤5.2；其中λ
max
为最大功率分配因子；
[0255]
当k1大于λ
max
*v
in
/v0，多目标粒子群优化算法mo-pso停止，则得到k1的所有最优结果并将其保存在外部存档exa中；
[0256]
其中外部存档exa中的所有最优结果包含混合双向llc-dab变换器的的参数；参数包括：llc一次侧电路中的变压器t1的匝数比k1、llc一次侧电路的谐振电感、llc一次侧电路的谐振电容、llc一次侧电路的励磁电感、辅助dab电路中的变压器t2的匝数比k2、辅助dab电路的漏磁电感；
[0257]
其中辅助dab电路中的变压器t2的匝数比k2的求解公式为：
[0258]
k2＝(v
in-k1*v0)/v0ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(25)。
[0259]
最后说明的是：以上公开的仅为本发明的一个具体实施例，但是，本发明实施例并非局限于此，任何本领域的技术人员能思之的变化都应落入本发明的保护范围。