一种可双向变换的三相升降压变换器及其控制方法与流程

1.本技术涉及电力电子技术领域及电池设备领域，具体涉及一种可双向变换的三相升降压变换器及其控制方法。


背景技术：

2.随着当前可再生能源的利用和“碳达峰”，“碳中和”等需求，出现的很多电池储能相关的应用场景，譬如充电桩，家庭储能，商业储能等，当前设备功率越来越大，采用三相供电方式的用电设备也越来越多，同时还要求电源可充可放，可削峰填谷；如电池储能，在能量富裕的时候可以将太阳能以及电网的能量转换为化学能储备在电池中，在能量使用高峰或者需要的时候又将电池中的化学能转换为电能释放到电网中，因此需要设备可以作交直流的双向变换，同时还需满足电池及电网的宽范围。如果电源设备没有功率因数矫正(pfc)功能就会对电网的电能质量破坏很大，严重时甚至会导致电网的瘫痪。为满足电网质量要求，减少对电网的谐波污染或者造成配网不必要的输送负担，三相用电设备必须具备pfc功能或者增加滤波装置，以满足相关法规要求。
3.一般来说，对于三相交流输入的整流变换电路，如果需要pfc功能，则通常以两电平或者三电平升压型为主。但升压后，输出电压较高，对后端所接的变换器或者负载使用有所限制，如输入标称三相三线380v的交流电压，输出一般都设定在720v左右，甚至高达800v。当后端输出电压还需要变换器调整时，常规的性能较好的功率管在650v以下，近年有电压稍高且高频开关性能较好的1200v左右的sic等新型开关器件，但成本高昂；为解决整流变换器后端的直流变换器的功率器件的局限性，同时又兼顾效率及其他因素，近年来降压型的两电平整流变换器也成为研究的热点。如图1所示，m.f.vancu等人在《comparative evaluation of bidirectional buck-type pfc converter systems for interfacing residential dc distribution systems to the smart grid》中提到的可双向变换的降压型pfc变换器电路，a，b，c，d均可以实现交直流的双向变换，每种电路都各自具有特色，但是都有一个共同的缺陷：只能针对降压型，即直流电压低于三相交流输入的最低整流电压，反之，当直流端的电压需要高于三相交流输入的最低整流电压，其无论是作为整流变换或者是作为逆变器变换，该电路均不太适用。


技术实现要素：

4.本发明的目的在于，提供一种可双向变换的三相升降压变换器及其控制方法，解决现有技术存在的无法满足交直流宽范围或者需要两级变换器多次变换导致损耗大，变换复杂，从而不适宜在体积有限或者成本要求相对较高的场所进行应用的技术问题。
5.本发明采取的一种技术方案是：一种可双向变换的三相升降压变换器，包括交流复合开关桥臂组、储能续流单元和升降压开关单元；所述交流复合开关桥臂组包括三个由两个等效可控选择开关串联成的辅助桥臂，三个辅助桥臂的正输出端口相互连接，形成交流复合开关辅助桥臂组的正输出端，三个辅助桥臂的负输出端口相互连接，形成交流复合
开关辅助桥臂组的负输出端；三个辅助桥臂中两个等效可控选择开关的串联点作为交流复合开关辅助桥臂组的三个输出端；所述储能续流单元包括储能续流开关和续流电感，所述储能续流开关两端与交流复合开关辅助桥臂组的正输出端和负输出端连接，所述续流电感一端与交流复合开关辅助桥臂组的输出端连接，另一端与升降压开关单元的输入端连接；所述升降压开关单元包括升降压开关回路和第一滤波电容，所述升降压开关回路的输入端作为升降压开关单元的输入端与续流电感连接，输出端与第一滤波电容连接。
6.进一步地，所述等效可控选择开关为二极管与高频开关管的串联组合或两个高频开关管反向串联组合，等效可控选择开关根据交流相位导通的需要对高频开关管施加高频pwm驱动信号控制开通与关断，实现有方向选择性的导通连接，并形成对交流的高频脉冲式整流输入及高频逆变导通；所述储能续流开关为开关管或开关管与二极管的串联组合。
7.进一步地，所述储能电感是两个为串联关系的续流电感或两个续流电感等效后的等效电感，等效电感的电感值为两个续流电感电感值的总和；当所述储能电感是两个为串联关系的续流电感时，第一续流电感一端与交流复合开关桥臂组的正输出端连接，另一端与升降压开关回路的一个输入端连接，第二续流电感一端与交流复合开关桥臂组的负输出端连接，另一端与升降压开关回路的另一个输入端连接；当所述储能电感是两个续流电感等效后的等效电感时，等效电感一端与交流复合开关桥臂组的其中一个输出端连接，另一端与升降压开关回路的其中一个输入端连接，升降压开关回路的另一个输入端通过导线与交流复合开关桥臂组的另一个输出端连接。
8.进一步地，所述升降压开关回路包括两组由二极管和开关管串联而成的支路或者两个串联连接的开关管；
9.当升降压开关回路为两组由二极管和开关管串联而成的支路时，第八二极管的阳极和第八开关管的漏极串联成第一支路，第九二极管的阴极和第九开关管的源极串联成第二支路，第八二极管的阳极和第九二极管的阴极作为升降压开关回路的两个输入端与储能续流单元连接，第八二极管的阴极和第九开关管的漏极连接，作为升降压开关回路的一个输出端，第九二极管的阳极和第八开关管的源极连接，作为升降压开关回路的另一个输出端；
10.当升降压开关回路为两个串联连接的开关管时，第十一开关管的漏极与第十二开关管的源极串联连接，第十一开关管的漏极和源极作为升降压开关回路的两个输入端与储能续流单元连接，第十一开关管的源极和第十二开关管的漏极作为升降压开关回路的两个输出端与第一滤波电容连接。
11.进一步地，所述交流复合开关桥臂组、储能续流单元和升降压开关单元中的开关管为设置有反并联二极管的高频开关管，或者等效为相同功能的高频开关管；所述反并联二极管为集成二极管、寄生二极管或外加二极管。
12.进一步地，还包括输入滤波器，所述输入滤波器与所述交流复合开关桥臂组的输入端连接，且在靠近交流复合开关桥臂组侧设置有三个并联的无极电容，所述无极电容之间为星型连接或三角形型连接。
13.进一步地，当升降压开关回路为两组由二极管和开关管串联而成的支路时，在整流模式下，储能续流开关等效为一个二极管，用于续流导通；第九开关管或第八开关管不开通，视为开路，第八开关管或者第九开关管做升压管，根据驱动控制做脉冲导通，实现升压；
在逆变模式下，第八开关管或者第九开关管根据驱动控制直通，第九开关管或者第八开关管根据驱动控制做脉冲导通或者直通，实现直流的反向降压输出或者直通输出，储能续流开关等效为一个可控开关管，用作升压管，根据驱动控制做脉冲导通，做直流的反向升压导通；
14.当升降压开关回路为两个串联连接的开关管时，在整流模式下，储能续流开关和第十二开关管做续流二极管使用，用于续流导通；第十一开关管做升压管使用，根据驱动控制做脉冲导通，实现升压；在逆变模式下，第十一开关管做续流二极管使用，用于续流导通；第十二开关管根据驱动控制做脉冲导通或者直通，实现直流的反向降压输出或者直通输出；储能续流开关用做升压管，根据控制做脉冲导通，做直流的反向升压导通。
15.本发明采取的另一种技术方案是：一种可双向变换的三相升降压变换器的控制方法，用于控制上述技术方案所述的三相升降压变换器，包括以下步骤：
16.s100：确定工作模式，工作模式包括整流模式和逆变模式，整流模式从交流端输入，直流端作为输出，逆变模式由直流端输入，交流端作为输出；
17.s200：根据选择的工作模式，对三相升降压变换器中作为二极管或者续流管工作的开关管不施加驱动信号或者只施加同步整流驱动信号，对需要作直通工作的开关管施加高电平直通驱动信号，对不需要导通的开关管不施加驱动信号或者施加低电平非导通信号；
18.s300：根据输入的三相三线电源电压信号的锁相或者程序设定的离网交流输出相位表分析各相电源当前时刻所处的相位和区间段；并根据所述相位分析出各个所述区间段中各相电源的电压的瞬时值大小；
19.s400：假设当前判定为整流模式，则根据当前相间电压瞬时值压差大小及输出电压设定判断三相升降压变换器是降压模式还是升压模式，确定是否对升压开关管进行pwm驱动控制；如果两相的相间瞬时值压差最大数值大于输出电压设定值则为降压模式，无需开通升压开关管，如果两相的相间瞬时值压差最大数值等于或者小于输出电压设定值则升压模式，须开通升压开关管；同时根据各相电压瞬时值的大小对相应各相的交流复合开关桥臂中的合适方向的开关管施加对应比例的有效导通占空比驱动信号使之按照功率因数校正需要进行导通；各相驱动信号占空比之间的大小关系与各相相电压瞬时值的大小关系一致；
20.s500：对当前区间段下的交流复合开关桥臂中施加驱动信号进行pwm驱动控制应使其中瞬时值较高的两相电流先导通；然后将已导通的瞬时值次高相交流回路上的开关管通路关断，以便让瞬时值最大相和瞬时值最小相的电流继续导通；
21.s600：在各相电流按照设定需要进行导通后，给储能续流单元的开关管施加导通信号进行续流，如果是降压模式下，必须关断交流复合开关桥臂中的所有驱动信号，如果是升压模式下，关断交流复合开关桥臂中的所有驱动信号以及升降压开关单元中升压开关管的驱动信号；
22.s700：假设当前判定为逆变模式，则根据当前直流端电压以及输出交流相间电压瞬时值压差大小设定判断三相升降压变换器是直流输入降压模式或是升压模式，确定是否对储能续流单元的开关管以及升降压开关单元的开关管进行pwm驱动控制；如果输出两相的相间瞬时值压差最大数值大于直流输入电压设定值则为升压模式，需要开通储能续流单
元的开关管储能升压，控制升降压开关单元中输入回路的开关管，施加pwm驱动使之对直流输入电压形成直通；如果两相的相间瞬时值压差最大数值等于或者小于输出电压设定值则降压模式，无需开通升压开关管，只需控制升降压开关单元中输入回路的开关管，施加pwm驱动使之对直流输入电压形成降压；
23.根据输出各相电压瞬时值的大小对相应各相的交流复合开关桥臂中的合适方向的开关管施加对应比例的有效导通占空比驱动信号使之按照逆变电压需要进行导通；各相驱动信号占空比之间的大小关系与各相相电压瞬时值的大小关系一致；对当前区间段下的交流复合开关桥臂中施加驱动信号进行pwm驱动控制应使其中瞬时值最高相和瞬时值最低相的电流先导通；然后将已导通的瞬时值最低相交流回路上的开关管通路关断，以便让瞬时值较高的两相电流继续导通；
24.s800：若在升压模式下，确认需要通过储能续流单元继续进行储能升压的，则需要对储能续流单元的开关管施加导通信号进行储能升压，完成储能升压后各相电流按照设定需要进行导通；若在降压模式下，各相电流可直接按照设定需要进行导通，升降压开关单元中的降压开关管在导通完成后通过二极管进行续流导通。
25.进一步地，在步骤s400～s600中，整流模式下对交流输入瞬时值最低相的交流复合开关桥臂施加与瞬时值最高相驱动信号相同的驱动信号，或早于中间相关闭前开通且与最高相驱动信号同时关断或晚于最高相驱动信号关断的驱动信号；或者是在中间相施加与最高相的驱动信号中心对称的驱动信号，最低相施加与中间相驱动互补的驱动信号。
26.进一步地，在步骤s700～s800中，逆变模式下对交流输入瞬时值中间相的交流复合开关桥臂施加与瞬时值最高相驱动信号相同的驱动信号，或早于最低相关闭前开通且与最高相驱动信号同时关断的驱动信号；或者是在最低相施加与最高相驱动信号的中心对称的驱动信号，中间相施加与最低相驱动互补的驱动信号。
27.进一步地，在步骤s100～s800中，各相交流电压在区间段交叉点出现幅值相等的前后小段区间内，对次高相和最低相的交流复合开关桥臂施加对等的pwm驱动占空比，即各相与最高相交流复合开关桥臂构成一半时间的导通回路。
28.进一步地，在步骤s400～s800中，当续流开关管、升压开关管或降压开关管处于pwm工作状态时，续流开关管、升压开关管或降压开关管的pwm开关频率与控制交流复合开关桥臂组的pwm开关频率一致。
29.本发明的有益效果在于：
30.(1)从结构及性能上，克服了传统的升压式三相整流变换电路后端高电压的弊端，也简化了多级电路变换的复杂性，使得后端的直流变换器功率器件的受限性降低，可选余地更大；
31.(2)改变了传统升压或者降压式三相整流变换电路的实现形式，输出电压相对交流输入来说局限性更小，可以为升压，可以为降压，甚至可以为相差幅值中的电压，即输出电压介于倍至倍输入相电压范围内，在替代传统的无源pfc方面具有的优势，尤其是替代传统的30kw以下的三相无源pfc；
32.(3)可实现三相升降压的双向变换，可降压，可升压，相比传统的双向变换电路更简单，且适应的电压范围也更加宽泛；
33.(4)由于本发明是电流断续型，且无须交流复合开关桥臂中的上下桥臂高频续流，
因此相对传统的三相逆变电路对开关管的高性能要求有所降低。
附图说明
34.为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本技术的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其它的附图。
35.图1为现有的经典降压式双向交直流变换器电路示意图；
36.图2为实施例1的电路结构示意图；
37.图3为实施例1的三相交流电压波形示意及交汇点定义示意图；
38.图4为实施例1的交流复合开关桥臂的结构示意图；
39.图5为实施例1的输入滤波器的结构示意图；
40.图6为实施例1的变换器中交流复合开关桥臂的驱动波形示意图；
41.图7为实施例2的电路结构示意图；
42.图8为实施例2在降压整流模式下的等效示意图；
43.图9为实施例2在升压整流模式下的等效示意图；
44.图10为实施例2在逆变模式的使用状态示意图；
45.图11为实施例2在升压逆变模式下的等效示意图；
46.图12为实施例2在降压逆变模式下的等效示意图；
47.图13为实施例3的电路结构示意图；
48.图14为实施例3在降压整流模式下的等效示意图；
49.图15为实施例3在升压整流模式下的等效示意图；
50.图16为实施例3在升压逆变模式下的等效示意图；
51.图17为实施例3在降压逆变模式下的等效示意图；
52.图18为实施例1和3中升降压开关单元的变形示意图。
具体实施方式
53.为了能够更清楚地理解本发明的上述目的、特征和优点，下面结合附图和具体实施方式对本发明进行进一步的详细描述。在下面的描述中阐述了很多具体细节以便于充分理解本发明，但是，本发明还可以采用其他不同于在此描述的其他方式来实施，因此，本发明并不限于下面公开的具体实施例的限制。
54.除非另作定义，此处使用的技术术语或者科学术语应当为本技术所述领域内具有一般技能的人士所理解的通常意义。本专利申请说明书以及权利要求书中使用的“第一”、“第二”以及类似的词语并不表示任何顺序、数量或者重要性，而只是用来区分不同的组成部分。同样，“一个”或者“一”等类似词语也不表示数量限制，而是表示存在至少一个。“连接”或者“相连”等类似的词语并非限定于物理的或者机械的连接，而是可以包括电性的连接，不管是直接的还是间接的。“上”、“下”、“左”、“右”等仅用于表示相对位置关系，当被描述对象的绝对位置改变后，则该相对位置关系也相应地改变。
55.实施例1
56.如图2所示，一种可双向变换的三相升降压变换器，包括交流复合开关桥臂组、储能续流单元和升降压开关单元；所述交流复合开关桥臂组包括三个由两个等效可控选择开关串联成的辅助桥臂，三个辅助桥臂的正输出端口，即1号端子相互连接，形成交流复合开关辅助桥臂组的正输出端，三个辅助桥臂的负输出端口，即2号端子相互连接，形成交流复合开关辅助桥臂组的负输出端；三个辅助桥臂中两个等效可控选择开关的串联点，即3号端子，作为交流复合开关辅助桥臂组的三个输出端，所述储能续流单元包括储能续流开关和续流电感，所述储能续流开关两端与交流复合开关辅助桥臂组的正输出端和负输出端连接，所述续流电感一端与交流复合开关辅助桥臂组的输出端连接，另一端与升降压开关单元的输入端连接；所述升降压开关单元包括升降压开关回路和第一滤波电容，所述升降压开关回路的输入端作为升降压开关单元的输入端与续流电感连接，输出端与第一滤波电容连接。
57.所述储能电感是两个为串联关系的续流电感或两个续流电感等效后的等效电感，等效电感的电感值为两个续流电感电感值的总和。在实施例1中，所述储能电感是两个为串联关系的续流电感，第一续流电感l1一端与交流复合开关桥臂组的正输出端连接，另一端与升降压开关回路的一个输入端连接，第二续流电感l2一端与交流复合开关桥臂组的负输出端连接，另一端与升降压开关回路的另一个输入端连接。
58.如储能电感是两个续流电感等效后的等效电感，则等效电感一端与交流复合开关桥臂组的其中一个输出端连接，另一端与升降压开关回路的其中一个输入端连接，升降压开关回路的另一个输入端通过导线与交流复合开关桥臂组的另一个输出端连接。
59.所述等效可控选择开关为二极管与高频开关管的串联组合或两个高频开关管反向串联组合，等效可控选择开关根据交流相位导通的需要对高频开关管施加高频pwm驱动信号控制开通与关断，实现有方向选择性的导通连接，并形成对交流的高频脉冲式整流输入及高频逆变导通，具体连接方式如图4所示。所述储能续流开关为开关管或开关管与二极管的串联组合。
60.如图4(b)所示，3号端子连接第二二极管d2的阴极和第一二极管d1的阳极，第一开关管t1的漏极连接第一二极管d1的阳极，第一开关管t1的源极连接1号端子，第二二极管d2的阳极连接第二开关管t2的源极，第二开关管t2的漏极为2号端子。
61.如图4(c)所示，3号端子连接第一开关管t1的漏极和第二开关管t2的源极，第二开关管t2的漏极连接第二二极管d2的阴极，第二二极管d2的阳极连接2号端子，第一开关管t1的源极连接第一二极管d1的阳极，第一二极管d1的阴极连接1号端子。
62.如图4(d)所示，3号端子连接第一开关管t1和第四开关管t4的漏极，第一开关管t1的源极连接第三关管t3的源极，第三关管t3的漏极连接1号端子，第四开关管t4的源极连接第二关管t2的源极，第二关管t2的漏极为2号端子。
63.如图4(e)所示，3号端子连接第一二极管d1的阴极和第二二极管d2的阳极，第一开关管t1的源极连接第一二极管d1的阳极及第二开关管t2的源极，第一开关管t1的漏极连接1号端子，第二二极管d2的阴极连接第二开关管t2的漏极及第三开关管t3的漏极，第三开关管t3的源极连接2号端子。
64.本发明实施例的等效可控选择开关不局限于上述连接方式，如将图4中的二极管或者开关管位置做简单变动可实现本发明可控选择开关的功能，亦都属于本发明的范畴。
65.假设在交流端口施加的交流正半波，需要做正向整流脉冲导通控制，当对图4(b)～图4(d)中的第一开关管t1或者图4(e)中的第二开关管t2施加开通的pwm信号，则第一开关管t1或者第二开关管t2导通，图4(b)和图4(c)中1号端子和3号端子之间等效为一个阳极连接3号端子，阴极连接1号端子的二极管，因此可做正向整流；图4(d)中1号端子和3号端子之间则等效为第三开关管t3的反并联二极管，则二极管阳极连接3号端子，阴极连接1号端子；图4(e)中1号端子和3号端子之间则也等效为第二二极管d2与第一开关管t1的反并联二极管的顺向串联，可视作一个阳极连接3号端子，阴极连接1号端子的二极管，因此可做正向整流。反之，假设在交流端口施加的交流负半波，需要做负向整流脉冲导通控制，当图4(b)～图4(e)中的第二开关管t2施加开通的pwm信号，对应开关管导通，图4(b)和图4(c)中3号端子与2号端子之间则等效为第二二极管d2的阳极连接2号端子，阴极连接3号端子，因此可做负向整流；图4(d)中3号端子与2号端子之间则等效为第四开关管t4的反并联二极管的阳极连接2号端子，阴极连接3号端子；图4(e)中3号端子和2号端子之间则也等效为第一二极管d1与第三开关管t3的反并联二极管的顺向串联，也可视作一个阳极连接2号端子，阴极连接3号端子的二极管；因此可做负向整流。当多个桥臂组的输出端并联在一起时，如果同时开通可控开关管，则因通路的二极管等效性质，在二极管的电压偏置效应下，因此会优先最高电压正向导通或者最低电压负向导通，而另外通路的电压会因等效二极管被截止而无法导通。
66.因此，后续的案例讨论中，皆以交流复合开关桥臂kb正向整流导通，即3号端子和1号端子导通或者负向整流导通，即2号端子和3号端子导通表示上述工作原理和通路，并将对应通路记为“kb正”或者“kb负”。
67.如图3所示，实施例1输入的三相交流电源，包括a相输入phase a、b相输入phase b和c相输入phase c，由于实际输入的交流电压可能存在瞬变或者畸变，所以实施例1所示的电压波形以标准的波形作为参考，便于后文描述。为了方便描述，设三相电压相差120
°
，且为正弦电压，每360
°
为一个循环；考虑到表述直观方便，以30
°
到390
°
，即下一周期的30
°
点为一个完整周期，各交汇点分别定义为ac(30
°
)、bc(90
°
)、ba(150
°
)、ca(210
°
)、cb(270
°
)、ab(330
°
)、ac(30
°
或390
°
)；过零点标为“0”点。
68.在实施例1中，所述储能续流开关为开关管与二极管的串联组合，第七二极管d7的阳极与第七开关管q7的源极串联连接，第七二极管d7的阴极与第一续流电感l1和交流复合开关辅助桥臂组的正输出端连接，第七开关管q7的漏极与第二续流电感l2和交流复合开关辅助桥臂组的负输出端连接。升降压开关回路为两组由二极管和开关管串联而成的支路，第八二极管d8的阳极和第八开关管q8的漏极串联成第一支路，第九二极管d9的阴极和第九开关管q9的源极串联成第二支路，第八二极管d8的阳极和第九二极管d9的阴极作为升降压开关回路的两个输入端与储能续流单元连接，第八二极管q8的阴极和第九开关管q9的漏极连接，作为升降压开关回路的一个输出端，第九二极管d9的阳极和第八开关管q8的源极连接，作为升降压开关回路的另一个输出端。
69.在整流模式下，储能续流开关等效为一个二极管，用于续流导通；第九开关管或第八开关管不开通，视为开路，第八开关管或者第九开关管做升压管，根据驱动控制做脉冲导通，实现升压；在逆变模式下，第八开关管或者第九开关管根据驱动控制直通，第九开关管或者第八开关管根据驱动控制做脉冲导通或者直通，实现直流的反向降压输出或者直通输
出，储能续流开关等效为一个可控开关管，用作升压管，根据驱动控制做脉冲导通，做直流的反向升压导通。
70.在实施例1中，所述交流复合开关桥臂组、储能续流单元和升降压开关单元中的开关管为设置有反并联二极管的高频开关管，或者等效为相同功能的高频开关管；所述反并联二极管为集成二极管、寄生二极管或外加二极管。
71.实施例1还设置有输入滤波器，所述输入滤波器与所述交流复合开关桥臂组的输入端，即三个等效可控选择开关的3号端子连接，且在靠近交流复合开关桥臂组侧设置有三个并联的无极电容c14～c16，所述无极电容之间为星型连接或三角形型连接，所述输入滤波器在三相电流输入侧设置有星型连接的无极电容c11～c13，并在无极电容c11～c13和无极电容c14～c16之间，在每相上分别设置有电感l11～l13。所述输入滤波器是一个典型的“π”型滤波器，以实现emi功能。同时，因为实施例1是属于电流型变换器，输入电流是断续的，所以相比常规的pfc变换器，在靠近交流复合开关桥臂组的输入端需要设置三个并联的无极电容c14～c16。
72.实施例2
73.如图7所示，实施例2在实施例1的基础上，将交流复合开关桥臂采用如图4(c)所示的连接方式。第一交流复合开关桥臂kb1的3号端子与三相三线电源的a相连接；第二交流复合开关桥臂kb2的3号端子与三相三线电源的b相连接；第三交流复合开关桥臂kb3的3号端子与三相三线电源的c相连接。第八二极管q8的阴极和第九开关管q9的漏极连接，作为升降压开关回路的正输出端bus+，第九二极管d9的阳极和第八开关管q8的源极连接，作为升降压开关回路的负输出端bus-。
74.实施例2的控制方法包括如下步骤：
75.s100：确定工作模式，工作模式包括整流模式和逆变模式，整流模式从交流端输入，直流端作为输出，逆变模式由直流端输入，交流端作为输出。
76.s200：根据选择的工作模式，对三相升降压变换器中作为二极管或者续流管工作的开关管不施加驱动信号或者只施加同步整流驱动信号，对需要作直通工作的开关管施加高电平直通驱动信号，对不需要导通的开关管不施加驱动信号或者施加低电平非导通信号。
77.s300：根据输入的三相三线电源电压信号的锁相或者程序设定的离网交流输出相位表分析各相电源当前时刻所处的相位和区间段；并根据所述相位分析出各个所述区间段中各相电源的电压的瞬时值大小。
78.s400：假设当前判定为整流模式，则根据当前相间电压瞬时值压差大小及输出电压设定判断三相升降压变换器是降压模式还是升压模式，确定是否对升压开关管进行pwm驱动控制；如果两相的相间瞬时值压差最大数值大于输出电压设定值则为降压模式，无需开通升压开关管，如果两相的相间瞬时值压差最大数值等于或者小于输出电压设定值则升压模式，须开通升压开关管；同时根据各相电压瞬时值的大小对相应各相的交流复合开关桥臂中的合适方向的开关管施加对应比例的有效导通占空比驱动信号使之按照功率因数校正需要进行导通；各相驱动信号占空比之间的大小关系与各相相电压瞬时值的大小关系一致。
79.s500：对当前区间段下的交流复合开关桥臂中施加驱动信号进行pwm驱动控制应
使其中瞬时值较高的两相电流先导通；然后将已导通的瞬时值次高相交流回路上的开关管通路关断，以便让瞬时值最大相和瞬时值最小相的电流继续导通。
80.s600：在各相电流按照设定需要进行导通后，给储能续流单元的开关管施加导通信号进行续流，如果是降压模式下，必须关断交流复合开关桥臂中的所有驱动信号，如果是升压模式下，关断交流复合开关桥臂中的所有驱动信号以及升降压开关单元中升压开关管的驱动信号。
81.s700：假设当前判定为逆变模式，则根据当前直流端电压以及输出交流相间电压瞬时值压差大小设定判断三相升降压变换器是直流输入降压模式或是升压模式，确定是否对储能续流单元的开关管以及升降压开关单元的开关管进行pwm驱动控制；如果输出两相的相间瞬时值压差最大数值大于直流输入电压设定值则为升压模式，需要开通储能续流单元的开关管储能升压，控制升降压开关单元中输入回路的开关管，施加pwm驱动使之对直流输入电压形成直通；如果两相的相间瞬时值压差最大数值等于或者小于输出电压设定值则降压模式，无需开通升压开关管，只需控制升降压开关单元中输入回路的开关管，施加pwm驱动使之对直流输入电压形成降压。
82.根据输出各相电压瞬时值的大小对相应各相的交流复合开关桥臂中的合适方向的开关管施加对应比例的有效导通占空比驱动信号使之按照逆变电压需要进行导通；各相驱动信号占空比之间的大小关系与各相相电压瞬时值的大小关系一致；对当前区间段下的交流复合开关桥臂中施加驱动信号进行pwm驱动控制应使其中瞬时值最高相和瞬时值最低相的电流先导通；然后将已导通的瞬时值最低相交流回路上的开关管通路关断，以便让瞬时值较高的两相电流继续导通。
83.s800：若在升压模式下，确认需要通过储能续流单元继续进行储能升压的，则需要对储能续流单元的开关管施加导通信号进行储能升压，完成储能升压后各相电流按照设定需要进行导通；若在降压模式下，各相电流可直接按照设定需要进行导通，升降压开关单元中的降压开关管在导通完成后通过二极管进行续流导通。
84.如图6(a1)和图6(a2)所示，在步骤s400～s600中，整流模式下对交流输入瞬时值最低相的交流复合开关桥臂施加与瞬时值最高相驱动信号相同的驱动信号，或早于中间相关闭前开通且与最高相驱动信号同时关断或晚于最高相驱动信号关断的驱动信号；或者如图6(b1)和图6(b2)所示，中间相施加与最高相的驱动信号中心对称的驱动信号，最低相施加与中间相驱动互补的驱动信号。
85.在步骤s700～s800中，逆变模式下对交流输入瞬时值中间相的交流复合开关桥臂施加与瞬时值最高相驱动信号相同的驱动信号，或早于最低相关闭前开通且与最高相驱动信号同时关断的驱动信号；或者最低相施加与最高相驱动信号的中心对称的驱动信号，中间相施加与最低相驱动互补的驱动信号。
86.在步骤s100～s800中，各相交流电压在区间段交叉点出现幅值相等的前后小段区间内，对次高相和最低相的交流复合开关桥臂施加对等的pwm驱动占空比，即各相与最高相交流复合开关桥臂构成一半时间的导通回路。
87.在步骤s400～s800中，当续流开关管、升压开关管或降压开关管处于pwm工作状态时，续流开关管、升压开关管或降压开关管的pwm开关频率与控制交流复合开关桥臂组的pwm开关频率一致。
88.无论是整流模式还是逆变模式，实施例2中交流复合开关桥臂的驱动波形均如图6所示，每相导通电流的时间与相电压的瞬时值成正比关系，瞬时值最大相的电流导通时间等于其它两相电流导通时间的总和。
89.若判断三相升降压变换器的工作模式为整流模式：
90.升降压开关回路的正输出端bus+和负输出端bus-之间可接负载或可等效为负载的电路。根据电路降压的基本原理，输出电压应该是比输入电压低才构成降压。因此，在图7中，三相中瞬时值最大的两相形成导通相对输出端则构成了电压差，以图3中a相的0
°
或者原点做参考，所述电压差的瞬时差值最低点应该是a相的30
°
、90
°
、150
°
、210
°
、270
°
、330
°
点，或者类似周期性相差关系点，此时的最低值为1+1/2倍的相电压最高幅值；所述电压差的瞬时差值最高点应该是a相的60
°
、120
°
、180
°
、240
°
、300
°
、360
°
点，或者类似周期性相差关系点，此时的最高值为倍的相电压最高幅值。当输出电压设定小于其中v为相电压有效值，则会小于三相电压两相间最大压差值的任意时刻的最小电压差值，实施例2的输出工作状态为全降压模式。当输出电压设定大于则会高于三相电压两相间最大压差值的任意时刻的最大电压差值，实施例2的输出工作状态为升压模式。当输出电压介于及之间，则实施例2的工作模式既有升压也有降压。
91.假设在ac-0区间内，且判断工作模式为整流模式
92.(1)根据输出电压需求判定为降压模式，此时，第七开关管q7完全导通，第七开关管q7与第七二极管d2等效为一个二极管，做续流导通；第九开关管q9和第八开关管q8均不开通，视为开路，将第八二极管d8和第九二极管d9视为顺向整流导通的导线，则图7可等效为图8，因此实施例2等效于一个传统的经典的三相六开关降压型pfc整流器。如图3所示，从ac点开始到bc点的ac-bc区间内，a相与b相电压瞬时值的绝对值高于c相，根据前述的kb导通原理，如果对第一交流复合开关桥臂至第三交流复合开关桥臂kb1～kb3同时施加pwm驱动开通信号，或者在第一交流复合开关桥臂kb1的驱动信号快结束的时候对第三交流复合开关桥臂kb3施加驱动信号，此时与a相连接的第一交流复合开关桥臂kb1正导通，电压记为va；与b相连接的第二交流复合开关桥臂kb2负导通，电压记为vb；与c相连接的“kb3正”通路的输出端因被电压va反偏而无法导通，a相的电流可经由“kb1正”流经第一续流电感l1、第八二极管d8、第一滤波电容c1及外接负载、第九二极管d9、第二续流电感l2，再经过“kb2负”回到b相交流源。此时，第一续流电感l1和第二续流电感l2处于降压储能状态，即因为输出电压低于输入电压vab＝“va-vb”，因此多余的电压被降压在第一续流电感l1和第二续流电感l2上，因此第一续流电感l1和第二续流电感l2储能，与输出电压是正向串联关系。
93.当“kb1正”的驱动被关断后，由于vcb＝“vc-vb”低于输出电压，且此时由于回路中有第一续流电感l1和第二续流电感l2的存在，所以电流无法立即反向，“kb3正”的偏置电压va消失，其可以形成导通，由于vcb的差值低于输出电压，所以电感电动势会发生反向，电感释能续流。c相电流由“kb3”正流经第一续流电感l1、第八二极管d8、滤波电容c1及外接负载、第九二极管d9、第二续流电感l2，再经过“kb2负”回到b相交流源。此时，第一续流电感l1和第二续流电感l2处于升压释能状态，与输入电压vcb是正向串联关系。假设vcb的差值高于输出电压，则此时第一续流电感l1和第二续流电感l2电感电动势不会发生反向，vcb高于
输出直流电压的部分将被第一续流电感l1和第二续流电感l2分压，依然处于降压储能状态。
94.当施加在交流复合开关桥臂上的所有pwm开通电压都关断，交流输入电流回路都被切断，电感的电流不能瞬变，第一续流电感l1和第二续流电感l2必然保持续流，由于第七开关管q7一直处于导通状态，可视为导线，因此第七二极管d7受正向偏置导通。电流由第一续流电感l1、第八二极管d8、滤波电容c1及外接负载、第九二极管d9、第二续流电感l2，再经过第七二极管d7构成电流续流回路，直至下一次的交流回路形成。
95.上述的储能续流单元中的二极管或者二极管及开关管进行续流时也可以用交流复合开关桥臂等效代替，并取消储能续流单元中的开关管或者二极管及开关管；此时续流通路如前述分析“kb”工作原理的时所述，由2号端子续流到1号端子，3号端子会被所接的交流电压箝位，进而可能会影响后端电路此时的相对电位。如果选用这种续流方式，或者取消了储能续流单元中的二极管，或者二极管及开关管，那么优选交流瞬时值最低相所在的交流复合开关桥臂兼做整流模式下续流通道。
96.综上所述，在每个开关周期内均实现每相电流的导通，因此实现高pf值及低thdi的关键在于，先由三相交流中瞬时值较高的两相导通，瞬时值较高的两相极性必定相反，并在回路的电感上形成降压储能，而后关断瞬时值次高相的导通回路，使续流电流通过瞬时值最低相。因此在每个开关周期，瞬时值次高相的电流回路会先关断。
97.(2)根据输出电压需求判定为升压模式，此时第七开关管q7关闭，也可以施加驱动完全导通，第七开关管q7与第七二极管d7等效为一个二极管，以备交流复合开关桥臂完全关断后做续流导通；第九开关管q9或者第八开关管q8不开通，视为开路，第八开关管q8或者第九开关管q9可做升压管，根据驱动控制做脉冲导通，可实现升压。同时第八二极管q8和第九二极管d9是串联关系，可等效为第八二极管d8，则图7可等效为图9，此时实施例2等效于一个三相六开关可升降压型pfc整流器。
98.此时，除与各相交流连接的开关型桥臂组通路将按照如图6所示的pwm驱动控制方式，将对应最高相的pwm驱动占空比提升至最大100％，还需要对第八开关管q8施加pwm驱动信号。当第八开关管q8导通时，电流将被第八开关管q8直接短路形成回流环路，此时交流源的电压完全被施加在第一续流电感l1和第二续流电感l2上，因此电感储能。当第八开关管q8关断时，由于第一续流电感l1和第二续流电感l2的存在，电流无法反向，继续保持原方向，但是由于vab＝va-vb低于输出电压，所以电感电动势会发生反向释能续流，与输入电压构成串联，与输入电源vab一起对输出或者负载端释放能量。当a相交流复合开关桥臂的pwm驱动关闭，则该桥臂的整流通路关断后与前述的降压导通原理一样，电感继续释能由c相自动维持续流导通，c相电流由“kb3”正流经第一续流电感l1、第八二极管d8、滤波电容c1及外接负载、第九二极管d9、第二续流电感l2，再经过“kb2负”回到b相交流源。此时，第一续流电感l1和第二续流电感l2仍然处于升压释能状态，与输入电压vcb是正向串联关系。
99.由上可知，在每个开关周期内均实现每相电流的导通，因此实现高pf值及低thdi的关键在于，必须先开通升压开关管，即第八开关管q8或者第九开关管q9，并由三相交流中瞬时值较高的两相导通在回路的电感上形成储能，然后关断升压管让电感释能继续维持导通回路，随后关断瞬时值次高相的导通回路，使续流电流继续通过瞬时值最低相，使瞬时值最低相也完成导通。因此在每个开关周期，瞬时值次高相的电流回路会先关断。
100.同时，通过以上可知，幅值最高相交流与幅值最低相交流的开关桥臂组在导通后形成第一整流电压，幅值最高相交流与幅值次高相交流的开关桥臂组在导通后形成第二整流电压，第二整流电压会高于第一整流电压，因此，如果只是将次高相交流的开关桥臂组的开关做pwm切换就可以实现输入整流电压回路的切换，从而配合后端升压开关管(第八开关管q8或者第九开关管q9)导通，使三相电流都可以导通。因此该控制方式减少了此两相的开关型桥臂的切换，减少了关断及开通的开关损耗，同时只切换次高相交流的开关桥臂组，使该开关的所承受的电压只是在第一电压与第二电压的压差，从而避免了三个桥臂都做pwm驱动的开通时的最高相电压压差，从而进一步降低了该次高相整流桥臂组的开通开关损耗。因此，此时驱动信号如图6(a2)或图6(b2)所示。
101.但是，在诸如a相的30
°
、90
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、150
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、210
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、270
°
、330
°
点，是a相与b相(或a相与c相或者c相与b相)的交叉点，由于我们在实际使用中电压采样有偏差或者滞后，可能出现采样判断中所谓的“中”相实际已经是最低相，所谓的“最低”已经变成“中”，因此一旦继续按照前述的最高相与最低相的驱动一致方案，则会导致由于次高相对最低相的电压偏置，最低相的交流复合开关桥臂即便有驱动信号也无法导通，因此实际上是最高相和次高相一直在导通，从而引发该pwm驱动控制切换点或者交叉点失败，进而使个相的电流陡升(陡降)以及输出电压波动(或者短暂失控)。因此，在该交叉点的前后一小段区间内，pwm驱动应优先采用图6(a1)或图6(b1)的方式，并可对次高相和最低相的交流复合开关桥臂施加对等的pwm驱动占空比。
102.由上面的分析可知，实施例2在上述升压控制模式下，省去了传统两级变换器中不必要的升压或者降压以及中间电容储能过程，同时相比其他的三相稳压变换器的开关器件变换次数大大减少，降低了开关损耗，提高了系统效率。
103.当续流开关管、升压开关管或降压开关管处于pwm工作状态时，续流开关管、升压开关管或降压开关管的pwm开关频率与控制第一交流复合开关桥臂至第三交流复合开关桥臂kb1～kb3的pwm开关频率一致。通过上述控制方法，根据各相电压在各个区间段的电压大小关系，有序的施加合适的驱动，可以有效保证在每个开关周期，三相均有电流流通，同时根据实时控制将pwm驱动信号占空比调制好，就可以使得电流波形与电压波形跟随一致，因此可以获得较高的pf值，即实现pfc矫正功能。
104.此外，如果输入变为单相，即1根火线+零线或者2根同相火线+零线，则将实施例2的输入线分别连接对应的线，如果输入变为3根火线+零线的单相输入，则将储能续流单元的开关管及二极管的串联更改为前述的一个交流复合开关桥臂，相当于原来的两倍等效串，同时将3号端子连接在n线，若没有“n”线则悬空，或者在升降压开关单元是“h”逆变桥时，还可以通过开关旁路交流复合开关桥臂在1号端子和2号端子分别连接单相输入。
105.根据前述的描述和分析，实施例2可以在交流输入的情况下实现升压或者降压，因此，即便是单相输入，根据对输出电压及输入电压的判断，需要降压就控制对应交流复合开关桥臂的导通占空比，需要升压则控制升降压单元的导通占空比，根据实时控制将pwm驱动信号占空比大小调制好，使得电流波形与电压波形跟随一致，因此可以获得较高的pf值，即实现pfc矫正功能。
106.同时，当输入是单相，且设定的输出直流电压高于交流的最大自然整流电压时，还可以将升降压单元改为传统的四开关管h桥，将单相输入的交流复合桥臂做二极管桥式整
流性的交替开通，或者是可以双向流动的桥臂选择正负向中的一个直通，还可以通过开关旁路交流复合开关桥臂在1号端子和2号端子分别连接单相输入。
107.假设判断三相升降压变换器的工作模式为逆变模式：
108.升降压开关回路的正输出端bus+和负输出端bus-之间连接的是直流电源，并与第一滤波电容c1并联，交流端则等效为负载，可以是电网或者离网负载。根据逆变电路降压的基本原理，当输出电压，即三相中瞬时值最大的两相形成导通时构成的电压差应该是比输入电压低才构成降压，否则需要先升压。因此，如图10所示，以图3中a相的0
°
或者原点做参考，所述电压差的瞬时差值最低点应该是a相的30
°
、90
°
、150
°
、210
°
、270
°
、330
°
点，或者类似周期性相差关系点，此时的最低值为1+1/2倍的相电压最高幅值；所述电压差的瞬时差值最高点应该是a相的60
°
、120
°
、180
°
、240
°
、300
°
、360
°
点，或者类似周期性相差关系点，此时的最高值为倍的相电压最高幅值。当输入的直流端电压小于设定，其中v为相电压有效值，则会小于三相交流电压两相间最大压差的任意时刻的最小电压差值，实施例2的逆变输出工作状态为全升压模式。当输入的直流端电压大于设定，则会高于三相电压两相间最大压差的任意时刻的最大电压差值，实施例2的逆变输出工作状态为全降压模式。当输入直流电压介于及之间，则实施例2的工作模式既有升压也有降压。
109.假设在ac-0区间内，且判断为逆变模式
110.(1)根据输出电压需求判定为升压模式，即vab此时大于输入直流电源的电压且需要储能续流单元储能升压，先将第八开关管q8和第九开关管q9完全导通，使交流复合开关桥臂上所施加的直流电压极性相比整流模式时倒转，同时对储能续流单元的第七开关管q7可施加pwm驱动，则图11可等效为图12，此时实施例2等效为一个传统的经典的三相六开关逆变器。初始时，由于第七开关管q7一直处于导通状态，可视为导线，因此第七二极管d7受正向偏置导通。同时交流复合开关桥臂均被反向偏执，交流输出电流回路都被切断，电流由直流源的正端经第九开关管q9、第一续流电感l1、第七开关管q7，第七二极管d7，第二续流电感l2，再经第八开关管q8回到直流源的负端，构成电流续流回路，因此直流输入电压完全施加在第一续流电感l1和第二续流电感l2上形成储能。
111.如图3所示，从ac点开始到bc点的ac-bc区间内，a相瞬时电压值的绝对值低于b相高于c相，当第七开关管q7的驱动关闭后，根据前述的“kb”导通原理，如果对第一交流复合开关桥臂至第三交流复合开关桥臂kb1～kb3中对应的开关管同时施加pwm驱动开通信号,或者在第三交流复合开关桥臂kb3的驱动信号快结束的时候对第一交流复合开关桥臂kb1施加驱动信号，由于c相是正向瞬时值最低，b相是负向瞬时值最高，因此与c相连接的第三交流复合开关桥臂kb3负导通，电压记为vc，如果忽略管压降不计，则第三交流复合开关桥臂kb3的2号端子电压被箝位vc；与b相连接的第二交流复合开关桥臂kb2正导通，电压记为vb；与a相连接的“kb1负”的交流复合开关桥臂2号端子通路因被第三交流复合开关桥臂kb3的电压vc箝位导致第四二极管d4反偏而无法导通，直流源的电流可经第九开关管q9、第二续流电感l2、第三交流复合开关桥臂“kb3负”，到达交流源的c相，再经交流源的b相，第二交流复合开关桥臂“kb2正”，第一续流电感l1，再经第八开关管q8回到直流源的负端。此时，因为输出电压vcb低于直流输入电压，第一续流电感l1和第二续流电感l2处于分压储能状态，
因此多余的电压仍然被第一续流电感l1和第二续流电感l2上，因此第一续流电感l1和第二续流电感l2储能，与交流输出电压是顺向串联关系。
112.当“kb3负”的驱动被关断后，“kb3负”的箝位电压vc消失，此时由于回路中有第一续流电感l1和第二续流电感l2的存在，所以电流无法立即反向，同时“kb1负”中的第四二极管d4反向偏置电压消失，可以形成正向导通，但是由于vab比直流电源的电压高，所以电感电动势会发生反向，电感释能续流。直流源的电流可经第九开关管q9、第二续流电感l2、第一交流复合开关桥臂“kb1负”，到达交流源的a相，再经交流源的b相，第二交流复合开关桥臂“kb2正”，第一续流电感l1，再经第八开关管q8回到直流源的负端。此时，第一续流电感l1、第二续流电感l2处于升压释能状态，与直流源输入电压是正向串联关系。
113.由上可知，在每个开关周期内均实现每相电流的输出导通，因此关键在于，先利用第八开关管q8和第九开关管q9实现交流复合开关桥臂上所施加的直流电压极性相比整流模式倒转，再利用储能续流回路的开关管导通进行储能升压，然后由三相交流中压差较小且极性相反的两相导通，即瞬时值最高相以及瞬时值最低相的两相导通，并在回路的电感上形成降压储能或者释能，而后关断瞬时值最低相的导通回路，使续流电流通过瞬时值次高相。因此在每个开关周期，瞬时值最低相的电流回路会先关断。
114.此外上述的储能续流单元中的开关管或者二极管和开关管进行储能升压或者构成储能通路时，也可以直接用交流复合开关桥臂的导通来等效替代，取消该储能续流单元中的开关管或者二极管和开关管；此时储能通路如前述分析“kb”工作原理的时所述，电流由2号端子流向1号端子，3号端子会被所接的交流电压箝位，进而可能会影响后端电路此时的相对电位。如果选用这种续流方式，或者取消了储能续流单元中的开关管或者二极管和开关管，那么优选交流瞬时值最低相所在的交流复合开关桥臂兼做逆变模式下储能升压通道。
115.(2)根据输出电压需求判定为降压模式，即vab的最大差值一直小于输入直流电源的电压，此时储能续流单元的第七开关管q7必须关闭，不能再出现升压，先将第八开关管q8或者第九开关管q9完全导通，然后对第九开关管q9或者第八开关管)q8施加pwm驱动，使交流复合开关桥臂上所施加的直流电压极性相比整流模式时倒转，同时直流端也类似于降压电路，则图11可等效为图13，实施例2等效为一个传统的经典的三相六开关逆变器增加了一个直流输入降压电路。
116.如前述升压模式下一样，在没有开始的储能升压过程的情况下，如果对第一交流复合开关桥臂至第三交流复合开关桥臂kb1～kb3中对应的开关管同时施加pwm驱动开通信号，或者在第三交流复合开关桥kb3的驱动信号快结束的时候对第一交流复合开关桥臂kb1施加驱动信号，由于c相是正向瞬时值最低，b相是负向瞬时值最高，因此与c相连接的第三交流复合开关桥kb3负导通，电压记为vc，如果忽略管压降不计，则第三交流复合开关桥kb3的2号端子电压被箝位vc；与b相连接的第二交流复合开关桥kb2正导通，电压记为vb；与a相连接的“kb1负”的交流复合开关桥臂的2号端子因被第三交流复合开关桥kb3的电压vc箝位导致第四二极管d4反偏而无法导通，直流源的电流可经第九开关管q9、第二续流电感l2、第三交流复合开关桥臂“kb3负”，到达交流源的c相，再经交流源的b相，第二交流复合开关桥臂“kb2正”，第一续流电感l1，再经第八开关管q8回到直流源的负端。此时，因为输出电压vcb一直低于直流输入电压，第一续流电感l1和第二续流电感l2处于分压储能状态，因此多
余的电压任然被降压在第一续流电感l1和第二续流电感l2，因此第一续流电感l1和第二续流电感l2储能，与交流输出电压是顺向串联关系。
117.当“kb3负”的驱动被关断后，“kb3负”的箝位电压vc消失，此时由于回路中有第一续流电感l1和第二续流电感l2的存在，所以电流无法立即反向，同时“kb1负”中的第四二极管d4反向偏置电压消失，可以形成正向导通，但是由于vab比直流电源的电压低，所以此时电感电动势并未发生反向，电感依然进行储能续流。直流源的电流可经第九开关管q9、第二续流电感l2、第一交流复合开关桥臂“kb1负”，到达交流源的a相，再经交流源的b相，第二交流复合开关桥臂“kb2正”，第一续流电感l1，再经第八开关管q8回到直流源的负端。然后将第九开关管的pwm驱动信号关断，此时电感上的电流通过第九二极管q9或者第八二极管q8进行续流，同时第一续流电感l1和第二续流电感l2的电动势发生反向，处于升压释能状态，对输出侧的交流负载进行供电。第九开关管q9的关断时间早晚或者取决于a相或b相电压以及直流侧电压，极端情况下会出现切换到b相导通时或者b相导通之前已经关闭。
118.由上可知，与降压模式的主要区别在于：不需要储能续流单元或者等效的交流复合开关桥臂组通道进行逆变储能升压，而是直流输入端的降压后，再进行续流供电。
119.同时通过以上分析过程可知，幅值最高相交流与幅值最低相交流的开关桥臂组在导通后形成第一逆变电压，幅值最高相交流与幅值次高相交流的开关桥臂组在导通后形成第二逆变电压，第二逆变电压会高于第一逆变电压，即瞬时值最低相交流复合开关桥臂导通时会将次高相的桥臂箝位，因此，将瞬时值最低相交流的开关桥臂组的开关做pwm切换就可以实现逆变输出电压回路的切换，从而配合后端降压开关管第九开关管q9或者第八开关管q8导通或者储能续流单元的储能升压使三相电流都可以导通。因此该控制方式减少了此两相的开关型桥臂的切换，减少了关断及开通的开关损耗，同时只切换最低相交流的开关桥臂组，使该开关的所承受的电压只是在第一电压与第二电压的压差，从而避免了三个桥臂都做pwm驱动的开通时的最高相电压压差，从而进一步降低了该次高相整流桥臂组的开通开关损耗。
120.综合来说，对交流输出瞬时值中间相的交流复合开关桥臂施加与瞬时值最高相驱动信号相同的驱动信号，或早于最低相关闭前开通且与最高相驱动信号同时关断的驱动信号，或者是最低相驱动施加与最高相驱动信号的中心对称的驱动信号，然后给中间相施加与最低相驱动互补的驱动信号。
121.但在诸如a相的30
°
、90
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、150
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、210
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、270
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、330
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点，是a相与b相(或a相与c相或者c相与b相)的交叉点，由于我们在实际使用中电压采样有偏差或者滞后，可能出现采样判断中所谓的“中”相实际已经是最低相，所谓的“最低”已经变成“中”，因此一旦继续按照前述的最高相与最低相的驱动一致方案，则会导致由于次高相对最低相的电压偏置，最低相的交流复合开关桥臂即便有驱动信号也无法导通，因此实际上是最高相和次高相一直在导通，从而引发该pwm驱动控制切换点或者交叉点失败，进而使个相的电流陡升陡降以及输出电压波动或者短暂失控。因此，各相交流电压在区间段交叉点出现幅值相等的前后小段区间内，对次高相和最低相的交流复合开关桥臂施加对等的pwm驱动占空比，即各相与最高相交流复合开关桥臂构成一半时间的导通回路。同时，在逆变模式下，为防止直流输入电流存在情况下输出回路突然开路引起释能失控产生过高的电压尖峰，在控制中应尽可能的保持第二逆变电压或者第一逆变电压通路存在，以便对交流复合开关桥臂组的1号端子和2号端
子的电压进行有效箝位，避免产生的过高压将交流复合开关桥臂的器件损坏。
122.当续流开关管、升压开关管或降压开关管处于pwm工作状态时，续流开关管、升压开关管或降压开关管的pwm开关频率与控制第一交流复合开关桥臂至第三交流复合开关桥臂kb1～kb3的pwm开关频率一致；且储能续流单元中的开关管或者二极管和开关管在整流模式下或者逆变模式下进行续流或者升压的通路也可以用交流复合开关桥臂等效代替，即变换器中可取消该储能续流单元中的开关管或者二极管和开关管。
123.此外，如果输出需要变为单相，即1根火线+零线或者2根同相火线+零线，则将实施例2的输出桥臂分别连接对应的线，如果输出变为3根火线+零线的单相输出，则将储能续流单元的开关管及二极管的串联更改为前述的一个交流复合开关桥臂，相当于原来的两倍等效串联，同时将3号端子连接在n线，或者在没有n线时悬空，依然可以满足原来储能续流单元的既有功能。
124.根据前述的描述和分析，实施例2可以在交流输出的情况下实现直流升压或者降压，因此，即便是单相输入，根据对输出电压及输入电压的判断，需要降压就控制升降压开关单元第九开关管q9或者第八开关管q8的导通占空比，需要升压则控制储能续流单元对应开关管的导通占空比，根据实时控制将pwm驱动信号占空比大小调制好，使得电流波形与既定的电压波形跟随一致。
125.同时，当输出是单相，且输入直流电压高于设定的交流的最大自然整流电压时，还可以将升降压开关单元改为传统的“h”逆变器桥，将单相输入的交流复合桥臂做工频桥式逆变性的交替开通，或者是可以双向流动的桥臂选择正负向中的一个直通，或者还可以通过开关旁路交流复合开关桥臂在在1号端子和2号端子分别连接单相输入。
126.通过上述控制方法，根据各相电压在各个区间段的电压大小关系，有序的施加合适的驱动，可以有效保证在每个开关周期，三相均有电流流通，同时根据实时控制将pwm驱动信号占空比调制好，就可以使得电流波形与电压波形跟随一致，因此可以获得较高的pf值。
127.实施例3
128.如图13所示，实施例3的交流复合开关桥臂采用如图4(e)所示的连接方式，储能续流开关为开关管，第十开关管q10漏极与第一续流电感l1和交流复合开关桥臂组的正输出端连接，源极与第二续流电感l2和交流复合开关桥臂组的负输出端连接。升降压开关回路为两个串联连接的开关管，第十一开关管q11的漏极与第十二开关管q12的源极串联连接，第十一开关管q11的漏极和源极作为升降压开关回路的两个输入端与第一续流电感l1和第二续流电感l2连接，第十一开关管q11的源极和第十二开关管q12的漏极作为升降压开关回路的两个输出端与第一滤波电容c1连接。其他部分的电路结构与实施例2相同。
129.在整流模式下，第十开关管q10和第十二开关管q12做续流二极管使用，用于续流导通；第十一开关管q11做升压管使用，根据驱动控制做脉冲导通，实现升压；在逆变模式下，第十一开关管q11做续流二极管使用，用于续流导通；第十二开关管q12根据驱动控制做脉冲导通或者直通，实现直流的反向降压输出或者直通输出；第十开关管q10用于做升压管，根据控制做脉冲导通，做直流的反向升压导通。
130.相比实施例2，实施例3从某种程度上来说就像是将实施例2中的交流复合开关桥臂选用图4(b)的连接方式进行倒置，然后在图4(b)的基础上将第一二极管d1的阴极和第二
二极管d2的阳极用一个开关管连接起来，使其另外具备了交流整流通路，代替了实施例2中的升降压开关单元的“直流电压极性倒转”功能，而升降压开关单元的升降压功能电路则是典型的双向“buck(boost)”电路，与实施例1的简化电路等效一致，即实施例2中的升降压单元兼具双向“buck(boost)”及“直流电压极性倒转”的复合功能。实施例3的工作原理及其控制方法与实施例2基本相同，在此不再详细进行赘述。
131.此外，如同实施例2，储能续流单元中的开关管在整流模式下或者逆变模式下进行续流或者升压的通路也可以用现有的交流复合开关桥臂等效代替兼用，即实施例3中可取消储能续流单元中的开关管。同时，当三相交流源输入变为单相两线或者2根火线+零线的输入时，则将实施例3的输入线分别连接对应的交流接口；还可以将储能续流单元的开关管或者开关管及二极管的串联更改为一个交流复合开关桥臂，将该桥臂的3号端子连接在零线，输入为单相两线或者3根火线+零线的输入时，其他线分别连接对应的交流接口，没有零线连接时可以悬空仅作储能续流通路。
132.在某些输出电压相对较高的场合，考虑到升压开关管，降压管以及后端滤波电压的选取，可以将升压开关管，降压管和滤波电容采用如图18所示的串联或者类似串联提高耐压的模式，在做等效变换后与实施例2或者3没有本质上的区别。此外，实施例2中的第一续流电感l1和第二续流电感l2，在回路中是串联关系，也可以等效为一个续流电感,即可以实际采用一个电感。在输出没有接隔离变换器的情况下，采用正负端的两个电感模式有利于输出电压的等效电位的稳定，或者当多路变换器交错并联的时候，因为各相间的电位会因为错相而干涉导通，因此在输出端点与交流复合开关桥臂间有电感继续间隔。因此正常情况下，优先使用两个电感。
133.以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。