1.本发明涉及电源领域，具体而言，涉及一种基于瞬时特性的逆变器的控制方法、装置及逆变器系统。
背景技术：
2.随着光存储技术的进步，极大地降低了人们的用电成本，全球各地越来越多的家庭用户安装了光储系统。
3.光储系统包括逆变器，其可实现交直流电流的转换，图1为现有技术中光储一体的光储系统，如图1所示，该光储系统包括混合式光储逆变器100、光伏电池210、家用储能电池220、普通负载420、电网300以及重要负载410。其中，混合式光储逆变器100的两个直流输入端口分别连接光伏电池210和家用储能电池220，一个交流输出端口（即并网端口）连接电网300，另一交流输出端口（即离网端口）连接重要负载410。连接电网300的并网端口也会和连接在电网上的其它普通负载420相连接。当电网掉电时，混合式光储逆变器100为连接在离网端口的重要负载410供电，不再为连接在并网端口的普通负载420供电。
4.图1以混合式光储逆变器为例，其它逆变器亦如此。在光储系统中，光伏电池和逆变器决定了光储系统性能，是系统中的核心设备。然而，在相关技术中，在对逆变器中的母线电容电压进行均衡时，其逆变器系统的均衡效率低，系统稳定性较差。
5.针对上述的问题，目前尚未提出有效的解决方案。
技术实现要素：
6.本发明实施例提供了一种基于瞬时特性的逆变器的控制方法、装置及逆变器系统，以至少解决相关技术中，在对母线电容电压进行均衡时，逆变器系统均衡效率低的技术问题。
7.根据本发明实施例的一个方面，提供了一种基于瞬时特性的逆变器的控制方法，应用于光伏电源的逆变器系统中，逆变器系统至少包括逆变器及均压控制环路，逆变器至少包括母线电容单元和平衡桥单元，母线电容单元至少包括上母线电容和下母线电容，该方法包括：计算上母线电容的平均电压与下母线电容的平均电压的差值，得到平均电压差值；在根据平均电压差值确定目标均衡单元为均压控制环路时，通过均压控制环路，根据平均电压差值及初始电压前馈指令值确定电压子环路调制指令值，并根据两相交流电流的共模分量确定均压直流电流抑制调制电压指令值，其中，两相交流电流为流经母线电容单元的两相并网电流；根据电压子环路调制指令值及均压直流电流抑制调制电压指令值确定均压控制调制电压指令值；根据均压控制调制电压指令值对上母线电容的平均电压与下母线电容的平均电压进行均衡处理。
8.进一步的，基于瞬时特性的逆变器的控制方法还包括：在计算上母线电容的平均电压与下母线电容的平均电压的差值，得到平均电压差值之前，比对平均电压差值与预设电压阈值，得到比对结果；根据比对结果从平衡桥单元及均压控制环路中确定目标均衡单
元，其中，预设电压阈值至少包括第一电压阈值、第二电压阈值及第三电压阈值，第一电压阈值小于第二电压阈值，第二电压阈值小于第三电压阈值。
9.进一步的，基于瞬时特性的逆变器的控制方法还包括：在平均电压差值的绝对值大于第三电压阈值时，确定目标均衡单元为平衡桥单元。
10.进一步的，基于瞬时特性的逆变器的控制方法还包括：在平均电压差值的绝对值大于第一电压阈值，并且，小于或等于第二电压阈值时，开始计时，并获取第一时长，在第一时长大于预设时长时，确定目标均衡单元为均压控制环路，其中，第一时长为平均电压差值的绝对值大于第一电压阈值，且小于或等于第二电压阈值的持续时长；或者，在平均电压差值的绝对值大于第二电压阈值，并且，小于或等于第三电压阈值时，确定目标均衡单元为均压控制环路。
11.进一步的，基于瞬时特性的逆变器的控制方法还包括：在平均电压差值的绝对值小于或等于第一电压阈值，确定上母线电容的平均电压与下母线电容的平均电压处于均衡状态；或者，在第一时长小于或等于预设时长时，确定上母线电容的平均电压与下母线电容的平均电压处于均衡状态。
12.进一步的，基于瞬时特性的逆变器的控制方法还包括：根据母线电容单元的电容值、母线电容单元的瞬时充电时间、平均电压差值以及流经母线电容单元的并网电流的有效值，确定初始电压前馈指令值；获取平均电压差值以及均压控制环路的工作状态标识，其中，均压控制环路的工作状态标识表征均压控制环路是否处于使能状态；计算平均电压差值与均压控制环路的工作状态标识的乘积，得到均压控制指令值；对均压控制指令值进行调整，得到均压直接控制调制指令值；计算初始电压前馈指令值与均压控制环路的工作状态标识的乘积，得到运算后的电压前馈指令值；计算均压直接控制调制指令值与运算后的电压前馈指令值之和，得到电压子环路调制指令值。
13.进一步的，基于瞬时特性的逆变器的控制方法还包括：获取第一电流参考值；计算两相交流电流的共模分量与第一电流参考值之间的差值，得到直流电流抑制调制电流指令值；对直流电流抑制调制电流指令值进行调节，得到均压直流电流抑制调制电压指令值。
14.进一步的，基于瞬时特性的逆变器的控制方法还包括：根据均压控制调制电压指令值控制调制控制器生成开关控制信号；根据开关控制信号调节逆变器中的逆变开关单元的占空比；根据占空比调节上母线电容的平均电压和下母线电容的平均电压。
15.进一步的，基于瞬时特性的逆变器的控制方法还包括：获取并网电流控制调制电压指令值、均压控制调制电压指令值及两相电流差模直流电流抑制调制指令值；计算并网电流控制调制电压指令值、均压控制调制电压指令值及两相电流差模直流电流抑制调制指令值之和，得到第一相总调制指令；基于第一相总调节指令生成对逆变开关单元中的第一相开关管的开关控制信号；对并网电流控制调制电压指令值进行取反操作，并计算取反后的并网电流控制调制电压指令值与均压控制调制电压指令值及两相电流差模直流电流抑制调制指令值之和，得到第二相总调制指令；基于第二相总调节指令生成对逆变开关单元中的第二相开关管的开关控制信号。
16.进一步的，基于瞬时特性的逆变器的控制方法还包括：获取第二电流参考值；计算两相交流电流的差模分量与第二电流参考值的差值，得到差模直流电流抑制调制电流指令值；对差模直流电流抑制调制电流指令值进行调节，得到两相电流差模直流电流抑制调制
指令值。
17.进一步的，基于瞬时特性的逆变器的控制方法还包括：根据两相交流电流的差模分量以及两相交流电流的电流值确定并网反馈电流值；计算并网反馈电流值与并网电流指令值之间的差值，得到并网电流控制调制电流指令值，其中，并网电流指令值由并网电流的有效值确定；对并网电流控制调制电流指令值进行调节，得到并网电流控制调制电压指令值。
18.根据本发明实施例的另一方面，还提供了一种基于瞬时特性的逆变器的控制装置，应用于光伏电源的逆变器系统中，逆变器系统至少包括逆变器及均压控制环路，逆变器至少包括母线电容单元，母线电容单元至少包括上母线电容和下母线电容，该装置包括：电压计算模块，用于计算上母线电容的平均电压与下母线电容的平均电压的差值，得到平均电压差值；第一指令确定模块，用于在根据平均电压差值确定目标均衡单元为均压控制环路时，通过均压控制环路，根据平均电压差值及初始电压前馈指令值确定电压子环路调制指令值，并根据两相交流电流的共模分量确定均压直流电流抑制调制电压指令值，其中，两相交流电流为流经母线电容单元的两相并网电流；第二指令确定模块，用于根据电压子环路调制指令值及均压直流电流抑制调制电压指令值确定均压控制调制电压指令值；电压均衡模块，用于根据均压控制调制电压指令值对上母线电容的平均电压与下母线电容的平均电压进行均衡处理。
19.根据本发明实施例的另一方面，还提供了一种基于瞬时特性的逆变器的控制系统，该逆变器系统用于执行上述的基于瞬时特性的逆变器的控制方法。
20.根据本发明实施例的另一方面，还提供了一种计算机可读存储介质，该计算机可读存储介质中存储有计算机程序，其中，计算机程序被设置为运行时执行上述的基于瞬时特性的逆变器的控制方法。
21.根据本发明实施例的另一方面，还提供了一种电子设备，该电子设备包括一个或多个处理器；存储器，用于存储一个或多个程序，当一个或多个程序被一个或多个处理器执行时，使得一个或多个处理器实现用于运行程序，其中，程序被设置为运行时执行上述的基于瞬时特性的逆变器的控制方法。
22.在本发明实施例中，采用初始电压前馈指令和两相交流电流的共模分量来实现上下母线电容电压平均值的均衡的方式，通过向均压控制环路中加入初始电压前馈指令，可加快逆变器系统的动态调节效率，提高逆变器系统的可靠性。另外，通过两相交流电流的共模分量来确定均压直流电流抑制调制电压指令值，以向逆变器系统中的电流控制环路加入直流调制波，以改变逆变器系统中逆变开关单元中开关管的占空比，进而实现逆变器系统的瞬时特性，提高了逆变器系统的均衡效率。
23.由此可见，本技术所提供的方案达到了对母线电容电压进行均衡的目的，从而实现了提高逆变器系统均衡效率的技术效果，进而解决了相关技术中，在对母线电容电压进行均衡时，逆变器系统均衡效率低的技术问题。
附图说明
24.此处所说明的附图用来提供对本发明的进一步理解，构成本技术的一部分，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。在附图中：
图1是现有技术中光储一体的光储系统的示意图；图2是根据本发明实施例的一种逆变器系统的示意图；图3是根据本发明实施例的一种逆变器的示意图；图4是根据本发明实施例的一种逆变开关单元内开关管的驱动波形示意图；图5是根据本发明实施例的一种逆变开关单元内开关管的驱动波形示意图；图6是根据本发明实施例的一种母线中点直流电流流通路径示意图；图7是根据本发明实施例的一种基于瞬时特性的逆变器的控制方法的流程图；图8是根据本发明实施例的一种确定电压子环路调制指令值的流程图；图9是根据本发明实施例的一种逆变开关单元内开关管的驱动波形示意图；图10是根据本发明实施例的一种逆变开关单元内开关管的驱动波形示意图；图11是根据本发明实施例的一种基于瞬时特性的逆变器的控制装置的示意图；图12是根据本发明实施例的一种可选的电子设备的示意图。
具体实施方式
25.为了使本技术领域的人员更好地理解本发明方案，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分的实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都应当属于本发明保护的范围。
26.需要说明的是，本发明的说明书和权利要求书及上述附图中的术语“第一”、“第二”等是用于区别类似的对象，而不必用于描述特定的顺序或先后次序。应该理解这样使用的数据在适当情况下可以互换，以便这里描述的本发明的实施例能够以除了在这里图示或描述的那些以外的顺序实施。此外，术语“包括”和“具有”以及他们的任何变形，意图在于覆盖不排他的包含，例如，包含了一系列步骤或单元的过程、方法、系统、产品或设备不必限于清楚地列出的那些步骤或单元，而是可包括没有清楚地列出的或对于这些过程、方法、产品或设备固有的其它步骤或单元。
27.需要说明的是，本发明所涉及的相关信息（包括但不限于用户设备信息、用户个人信息等）和数据（包括但不限于用于展示的数据、分析的数据等），均为经用户授权或者经过各方充分授权的信息和数据。例如，本系统和相关用户或机构间设置有接口，在获取相关信息之前，需要通过接口向前述的用户或机构发送获取请求，并在接收到前述的用户或机构反馈的同意信息后，获取相关信息。
28.实施例1根据本发明实施例，提供了一种基于瞬时特性的逆变器的控制方法的实施例，需要说明的是，在附图的流程图示出的步骤可以在诸如一组计算机可执行指令的计算机系统中执行，并且，虽然在流程图中示出了逻辑顺序，但是在某些情况下，可以以不同于此处的顺序执行所示出或描述的步骤。
29.此外，还需要说明的是，本实施例所提供的方案可应用于光伏电源的逆变器系统中，即逆变器系统可作为本实施例所提供方法的执行主体。另外，图2示出了一种可选的逆变器系统的结构示意图，由图2可知，该逆变器系统至少包括逆变器及均压控制环路，逆变
器至少包括母线电容单元及平衡桥单元。以下将结合图2所示的逆变器系统对本实施例所提供的方法进行解释说明。
30.在对本技术所提供的母线电容电压的均衡策略进行说明之前，首先介绍一下逆变器。图3示出了一种可选的逆变器电路的示意图，如图3所示，逆变器100包括母线电容单元110、平衡桥单元120、逆变开关单元130、滤波单元140、并离网切换单元150、并网端口161和重要负载端口162。其中，母线电容单元110、平衡桥单元120和逆变开关单元130依次连接，其中，逆变器100中母线电容单元110、平衡桥单元120、逆变开关单元130、滤波单元140及并离网切换单元150依次连接，并网端口161和重要负载端口162的中性线端点均通过并离网切换单元150连接中线n。
31.可选的，由图3可知，母线电容单元110包括串联在正直流母线与负直流母线之间的上母线电容c1和下母线电容c2，上母线电容c1与下母线电容c2的共节点形成母线中点dn，正直流母线与负直流母线之间用于接收来自光伏电池或家用储能电池输出的直流电（即母线电压）udc，在图3中，udc1为上母线电容c1的平均电压，udc2为下母线电容c2的平均电压。
32.如图3所示，平衡桥单元120包括串联连接在正直流母线与负直流母线之间的第一平衡桥开关s1和第二平衡桥开关s2，以及连接在母线中点dn与第一平衡桥开关s1和第二平衡桥开关s2的共节点之间的功率电感l0。
33.逆变开关单元130用于将直流侧接收的母线电压udc逆变为交流侧的交流电，其中，逆变开关单元130包括多个开关管，直流侧连接在正直流母线与负直流母线之间，用于接收母线电压udc，交流侧包括第一相输出端a、第二相输出端b和中线n，第一相输出端a用于输出第一相交流电i1，第二相输出端b用于输出第二相交流电i2，中线n连接母线中点dn以及并网端口161的中性线端点n-grid和重要负载端口162的中性线端点n-load。
34.需要说明的是，逆变开关单元130可为任何能将直流电逆变为交流电的开关单元，如单相t型三电平拓扑或i型三电平拓扑，本技术对逆变开关单元130的具体结构不做限定。其中，图3以t型三电平拓扑为例，逆变开关单元130包括串联连接在正直流母线与负直流母线之间的a相第一开关as1和a相第四开关as4形成的第一开关桥臂、串联连接在正直流母线与负直流母线之间的b相第一开关bs1与b相第四开关bs4形成的第二开关桥臂，a相第一开关as1与a相第四开关as4的连接点为第一相输出端a，b相第一开关bs1与b相第四开关bs4的连接点为第二相输出端b。此外，逆变开关单元130还包括a相第二开关as2与a相第三开关as3串联形成的第一串联开关单元，b相第二开关bs2与b相第三开关bs3串联形成的第二串联开关单元，第一串联开关单元连接在第一相输出端a与逆变器100的中线n之间，第二串联开关单元连接在第二相输出端b与逆变器100的中线n之间，逆变器100的中线n连接母线中点dn。
35.需要说明的是，由于逆变器两相电压反相，对应开关管的驱动波形也对应相差半个周期。例如，图4和图5均示出了逆变开关单元内开关管的驱动波形示意图，其中，在图4中，a相调制波仅包含常规正弦调制波；在图5中，b相调制波仅包含常规正弦调制波。对比图4和图5可知，a相第一开关as1和b相第四开关bs4驱动相同，a相第三开关as3和b相第二开关bs2驱动相同，a相第二开关as2和b相第三开关bs3驱动相同，a相第四开关as4和b相第一开关bs1驱动相同，相位相差半个周期。
36.更进一步的，如图3所示，逆变器电路还包括滤波单元140和并离网切换单元150。其中，滤波单元140包括第一滤波电感l1、第二滤波电感l2、第一滤波电容c11、第二滤波电容c22。第一滤波电感l1连接在第一相输出端a与第二滤波电容c22的第一端之间，第二滤波电感l2连接在第二相输出端b与第一滤波电容c11的第一端之间，第一滤波电容c11的第二端和第二滤波电容c22的第二端连接中线n。
37.并离网切换单元150，连接在滤波单元140与并网端口161和重要负载端口162之间，用于实现将逆变开关单元130的交流侧输出在并网端口161和重要负载端口162之间切换或同时连接并网端口161和重要负载端口162,并网端口161和重要负载端口162的中性线端点均通过并离网切换单元150连接中线n。
38.需要说明的是，本技术并不限定并离网切换单元150的具体结构，只要其可实现上述功能即可。如图3所示的并离网切换单元150为一实施例，其包括连接在第二滤波电容c22的第一端与第一节点d1之间的选择开关cs1、连接在第一滤波电容c11的第一端与第二节点d2之间的选择开关cs2、连接在中线n与第三节点d3之间的选择开关cs3、连接在第一节点d1与重要负载端口162的第一相端点l1-load之间的选择开关ds1、连接在第二节点d2与重要负载端口162的第二相端点l2-load之间的选择开关ds2、连接在第三节点d3与重要负载端口162的中性线端点n-load之间的选择开关ds3、连接在第一节点d1与并网端口161的第一相端点l1-grid之间的选择开关es1、连接在第二节点d2与并网端口161的第二相端点l2-grid之间的选择开关es2、连接在第三节点d3与并网端口161的中性线端点n-grid之间的选择开关es3。
39.可选的，当选择开关cs1、选择开关cs2、选择开关cs3、选择开关ds1、选择开关ds2和选择开关ds3导通时，逆变开关单元130的交流侧输出切至重要负载端口162。当选择开关cs1、选择开关cs2、选择开关cs3、选择开关es1、选择开关es2和选择开关es3导通时，逆变开关单元130的交流侧输出切至并网端口161。当上述选择开关均导通时，逆变开关单元130的交流侧输出同时切至重要负载端口162和并网端口161。如此，电网中性线和重要负载中性线通过并离网切换单元150连接至母线中点dn和逆变器100的中线n。
40.可选的，如图3所示，并网端口161连接交流两相三线制电网，两相电网相位相反。
41.当调制波仅包含常规正弦调制波时，即没有直流电流注入至母线中点dn，故不会产生额外的直流分量调制波，开关驱动波形如图4和图5所示。流过上母线电容c1的电流为（-i2，-i1），流过下母线电容c2的电流为（+i1，+i2），由于两相电流在正负半周期时对称，因此，一个基波周期内正常的正弦电流不会对母线电容电压产生影响，也即不会引起上下母线电容电压产生直流偏差，第二相交流电i2和第一相交流电i1的参考方向如图3所示。
42.在实际应用中，重要负载可以连接在l1-load与n-load或者l2-load与n-load之间，普通负载可以连接在l1-grid与n-grid或者l2-grid与n-grid之间。显然，不论是在正常并网时普通负载的投切，还是并网或离网时重要负载的投切，都会导致逆变器100内部直流母线电容电压波动。具体的，当瞬时投切以吹风机为代表的含直流特性的不平衡负载时，由于中线n部分对于电流的直流分量的等效阻抗低，直流不平衡负载形成的直流电流将通过并离网切换单元150、中线n注入至母线中点dn（也即直流电流分量在一相内流通，对应地可称此时流入一相内的直流电流分量为第一相交流电i1与第二相交流电i2的共模分量），而导致上下母线电容充放电不均衡，而引起上下母线电容电压产生直流偏差，投切较大功率
的含直流特性的不平衡负载还将频繁触发逆变器停机保护，导致系统可靠性差。
43.实际应用中，可以向母线中点dn注入瞬时直流电流来控制直流母线电容均值差异，但瞬时直流电流会流过所连接的负载，使得负载的瞬时直流分量过大，影响负载的正常工作。如图6所示的逆变器注入直流调制时，母线中点直流电流流通路径示意图，由图6可知，通过注入直流调制电流使得对下母线电容c2充电的电流积分超过对上母线电容c1进行充电的电流积分值，从而使得下母线电容c2电压提高，而上母线电容c1电压降低，使得上下母线电容电压平均值均衡。由图6可知，该直流调制电流也流过负载。
44.为相关技术中所存在的上述问题，本实施例所提供的方法在图3所示的逆变器的基础上进行了改进，如图2所示，通过图2所示的逆变器系统可提高逆变器的效率及可靠性。
45.可选的，图7是根据本发明实施例的一种可选的基于瞬时特性的逆变器的控制方法的流程图，该方法可在图2所提供的逆变器系统中执行。如图7所示，该方法包括如下步骤：步骤s702，计算上母线电容的平均电压与下母线电容的平均电压的差值，得到平均电压差值。
46.可选的，由图2可知，图2所示的逆变器系统除包括图3中的逆变器100之外，还包括减法模块510、判断模块520、均压控制环路530、第一加法运算单元541、a相pwm控制器542、逆变器电流控制环路550、两相电流之间差模直流电流抑制环路560、第一控制器570、反向单元581、第二加法运算单元562、b相pwm控制器583。
47.其中，减法模块510可接收上母线电容c1的平均电压udc1和下母线电容c2的平均电压udc2，分别通过低通滤波单元lpf进行滤波处理，再计算滤波后的udc1与滤波后的udc2的差值，从而得到母线电容的平均电压差值δudc。
48.另外，减法模块510还可将上母线电容的电压平均值udc1和下母线电容的电压平均值udc2分别经低通滤波器后，再对滤波后的电压平均值进行做差处理，从而得到母线电容平均电压差值δudc。
49.步骤s704，在根据所述平均电压差值确定目标均衡单元为所述均压控制环路时，通过所述均压控制环路，根据平均电压差值及初始电压前馈指令值确定电压子环路调制指令值，并根据两相交流电流的共模分量确定均压直流电流抑制调制电压指令值，其中，两相交流电流为流经母线电容单元的两相并网电流。
50.步骤s706，根据电压子环路调制指令值及均压直流电流抑制调制电压指令值确定均压控制调制电压指令值。
51.可选的，如图2所示，判断模块520可接收减法模块510传送的平均电压差值δudc，并根据平均电压差值δudc与预设电压阈值之间的大小关系来确定是将平衡桥单元120作为目标均衡单元，还是使用均压控制环路530来作为目标均衡单元。
52.在图2中，enb为平衡桥单元120的工作状态标识，其中，enb=1时，使能平衡桥单元120，即使用平衡桥单元120作为目标均衡单元；env为均压控制环路530的工作状态标识，其中，env=1时，使能均压控制环路530，即使用均压控制环路530作为目标均衡单元。判断模块520根据比对结果来为enb和env赋值，以确定目标均衡单元。
53.需要说明的是，上述预设电压阈值不限于一个，可以为多个电压阈值，例如，在本实施例中，上述预设电压阈值可以包括第一电压阈值、第二电压阈值和第三电压阈值，其
中，第一电压阈值小于第二电压阈值，第二电压阈值小于第三电压阈值。通过比较平均电压差值与第一电压阈值、第二电压阈值和第三电压阈值的大小关系，即可确定目标均衡单元。
54.另外，如图2所示，均压控制环路530包括均压直接控制电压子环路531、均压直流电流抑制子环路532及第一加法运算单元533。在确定目标均衡单元为均压控制环路时，均压直接控制电压子环路531根据平均电压差值δudc和初始电压前馈指令vdeff来确定电压子环路调制指令值vudc
*
；均压直流电流抑制子环路532根据两相交流电流的共模分量i1
*
确定均压直流电流抑制调制电压指令值vidc
*
。最后，第一加法运算单元533计算电压子环路调制指令值vudc
*
与均压直流电流抑制调制电压指令值vidc
*
之和，即可得到均压控制调制电压指令值vdc
*
。
55.步骤s708，根据均压控制调制电压指令值对上母线电容的平均电压与下母线电容的平均电压进行均衡处理。
56.可选的，如图2所示，在得到均压控制调制电压指令值vdc
*
之后，结合两相电流差模直流电流抑制调制指令vldc
*
和并网电流控制调制电压指令vl
*
，即可实现对逆变器系统中逆变开关单元中开关管的占空比的调整，进而实现逆变器系统的瞬时特性，提高了逆变器系统的均衡效率。即本实施例所提供的方案不仅能够实现上下母线电容电压平均值的平衡，还可优化逆变器系统的瞬时特性。
57.基于上述步骤s702至步骤s708所限定的方案，可以获知，在本发明实施例中，采用初始电压前馈指令和两相交流电流的共模分量来实现上下母线电容电压平均值的均衡的方式，通过向均压控制环路中加入初始电压前馈指令，可加快逆变器系统的动态调节效率，提高逆变器系统的可靠性。另外，通过两相交流电流的共模分量来确定均压直流电流抑制调制电压指令值，以向逆变器系统中的电流控制环路加入直流调制波，以改变逆变器系统中逆变开关单元中开关管的占空比，进而实现逆变器系统的瞬时特性，提高了逆变器系统的均衡效率。
58.由此可见，本技术所提供的方案达到了对母线电容电压进行均衡的目的，从而实现了提高逆变器系统均衡效率的技术效果，进而解决了相关技术中，在对母线电容电压进行均衡时，逆变器系统均衡效率低的技术问题。
59.在一种可选的实施例中，在计算上母线电容的平均电压与下母线电容的平均电压的差值，得到平均电压差值之前，逆变器系统需从平衡桥单元及均压控制环路中确定对上下母线电容电压进行均衡的目标均衡单元。
60.具体的，逆变器系统首先比对平均电压差值与预设电压阈值，得到比对结果，并根据比对结果从平衡桥单元及均压控制环路中确定目标均衡单元，其中，预设电压阈值至少包括第一电压阈值、第二电压阈值及第三电压阈值，第一电压阈值小于第二电压阈值，第二电压阈值小于第三电压阈值。
61.可选的，在平均电压差值的绝对值大于第一电压阈值，并且，小于或等于第二电压阈值时，开始计时，并获取第一时长，在第一时长大于预设时长时，判断模块520确定目标均衡单元为均压控制环路，其中，第一时长为平均电压差值的绝对值大于第一电压阈值，且小于或等于第二电压阈值的持续时长。
62.即在δudc的绝对值大于第一电压阈值udcth0，并且小于或等于第二电压阈值udcth1，持续时间（即第一时长）thold大于预设时长tth时，判断模块520输出env=1，enb=0，
也即使能均压控制环路530，但不使能平衡桥单元120，也即使能均压控制环路530均衡上下母线电容的电压平均值。
63.可选的，在平均电压差值的绝对值大于第二电压阈值，并且，小于或等于第三电压阈值时，确定目标均衡单元为均压控制环路。
64.即在δudc的绝对值大于第二电压阈值udcth1，并且小于或等于第三电压阈值udcth2时，判断模块520输出env=1，enb=0，也即使能均压控制环路530，但不使能平衡桥单元120，同样的，也即使能均压控制环路530均衡上下母线电容电压平均值。
65.可选的，在平均电压差值的绝对值大于第三电压阈值时，判断模块520确定目标均衡单元为平衡桥单元。
66.即在δudc的绝对值大于第三电压阈值udcth2时，判断模块520输出env=0，enb=1，也即不使能均压控制环路530，但使能平衡桥单元120，也即使能平衡桥单元120均衡上下母线电容电压平均值。
67.可选的，在平均电压差值的绝对值小于或等于第一电压阈值，判断模块520确定上母线电容的平均电压与下母线电容的平均电压处于均衡状态。
68.即在δudc的绝对值小于或等于第一电压阈值udcth0时，判断模块520输出env=0，enb=0，也即不使能均压控制环路530，同时也不使能平衡桥单元120。此时，母线电容的平均电压差值δudc在系统可接收的范围内。较优的，在udcth0=0时，则只有当母线电容平均电压差值δudc为零时，才不使能均压控制环路，并且也不使能平衡桥单元120。
69.可选的，在第一时长小于或等于预设时长时，判断模块520确定上母线电容的平均电压与下母线电容的平均电压处于均衡状态。
70.即在δudc的绝对值大于第一电压阈值udcth0，并且小于第二电压阈值udcth1，并且持续时间（即第一时长）thold小于或等于预设时长tth时，判断模块520输出env=0，enb=0，也即不使能均压控制环路530，同时也不使能平衡桥单元120。也即此时母线电容的平均电压差值δudc仅有短时间的升高，在系统可接受的范围内。
71.在一种可选的实施例中，如图7所示，在确定了目标均衡单元为均压控制环路之后，即可通过均压控制环路来实现母线电容的平均电压与下母线电容的平均电压的均衡。其中，图8示出了根据平均电压差值及初始电压前馈指令值确定电压子环路调制指令值的过程，如图8所示，该过程包括如下步骤：步骤s81，根据母线电容单元的电容值、母线电容单元的瞬时充电时间、平均电压差值以及流经母线电容单元的并网电流的有效值，确定初始电压前馈指令值。
72.可选的，如图2所示，均压控制环路530中加入了电压前馈指令值，而均压控制环路530中加入的电压前馈指令值vdcff
*
（或初始电压前馈指令vdcff值）可加快逆变器系统的动态调节效果。当逆变器系统的调节器的调节速度比较慢，则无法使上下母线电容电压平均值快速达到均衡，从而影响系统可靠性。例如，当上母线电容电压平均值udc1大于下母线电容电压平均值udc2，两者之差为δudc，母线电容电压平均值为udc，则上母线电容电压可表示为udc1=udc+δudc/2，下母线电容电压可表示为udc2=udc-δudc/2，则针对下母线电容c2所需要的电压前馈指令值vdcff
*
（即从udc-δudc/2上升到udc）可通过下式得到：
上式中，c为半母线电容容值，tset为电容电压瞬时充电时间，il为并网电流有效值，可以按照一个工频周期进行设置。
73.需要说明的是，由于母线电容电压波动值要远小于其平均值，因此可忽略波动值的平方值对上述表达式进行化简，最终可得电压前馈指令值vdcff
*
= (c*δudc)/(il*tset)，也即电压前馈指令值vdcff
*
为与半母线电容容值c、电容电压瞬时充电时间tset、母线电容平均电压差值δudc以及并网电流有效值il相关的参数。对于实际使用时δudc选择使能均压控制环路530的边界条件udcth1或udcth2。
74.步骤s82，获取平均电压差值以及均压控制环路的工作状态标识，其中，均压控制环路的工作状态标识表征均压控制环路是否处于使能状态。
75.步骤s83，计算平均电压差值与均压控制环路的工作状态标识的乘积，得到均压控制指令值。
76.具体的，如图2所示，均压直接控制电压子环路531包括乘法器、第一调节器5311及第一运算单元5312。其中，乘法器接收母线电容的平均电压差值δudc和均压控制环路的工作状态标识env，并对两者进行乘法运算，得到均压控制指令值δudc
*
。
77.步骤s84，对均压控制指令值进行调整，得到均压直接控制调制指令值。
78.具体的，如图2所示，第一调节器5311接收均压控制指令值δudc
*
，对均压控制指令值δudc
*
进行pi（线性控制）调节，得到均压直接控制调制指令值δudc1
*
。
79.需要说明的是，第一调节器可为pi调节器或p调节器等。本技术对调节器的具体类型不做限定。
80.步骤s85，计算初始电压前馈指令值与均压控制环路的工作状态标识的乘积，得到运算后的电压前馈指令值。
81.具体的，如图2所示，乘法器计算初始电压前馈指令值vdcff与均压控制环路工作状态标识env的乘积，得到运算后的电压前馈指令值vdcff
*
。
82.步骤s86，计算均压直接控制调制指令值与运算后的电压前馈指令值之和，得到电压子环路调制指令值。
83.具体的，如图2所示，第一运算单元5312接收均压直接控制调制指令值δudc1
*
和运算后的电压前馈指令值vdcff
*
，并计算两者之后，从而得到电压子环路调制指令值vudc
*
。
84.在一种可选的实施例中，逆变器系统还根据两相交流电流的共模分量确定均压直流电流抑制调制电压指令值。具体的，均压直流电流抑制子环路532获取第一电流参考值，并计算两相交流电流的共模分量与第一电流参考值之间的差值，得到直流电流抑制调制电流指令值，然后，对直流电流抑制调制电流指令值进行调节，得到均压直流电流抑制调制电压指令值。
85.可选的，如图2所示，均压直流电流抑制子环路532包括第二运算单元5323及第二调节器5321。其中，第二运算单元5323接收参考值0（即第一电流参考值）以及两相交流电流的共模分量i1
*
，其中，两相交流电流的共模分量i1
*
=（i1+i2）/2。然后，第二运算单元5323计算参考值0（即第一电流参考值）与两相交流电流的共模分量i1
*
的差值，得到直流电流抑制
调制电流指令值δi1
*
；然后，第二调节器5321接收直流电流抑制调制电流指令值δi1
*
，对直流电流抑制调制电流指令值δi1
*
进行pi调节，得到均压直流电流抑制调制电压指令值vidc
*
。
86.需要说明的是，第二调节器可为pi调节器或p调节器等。本技术对调节器的具体类型不做限定。
87.更进一步的，如图7所示，在得到电压子环路调制指令值及所述均压直流电流抑制调制电压指令值之后，根据均压控制调制电压指令值对上母线电容的平均电压与下母线电容的平均电压进行均衡处理。具体的，首先根据均压控制调制电压指令值控制调制控制器生成开关控制信号，然后，再根据开关控制信号调节逆变器中的逆变开关单元的占空比，并根据占空比调节上母线电容的平均电压和下母线电容的平均电压。
88.在一种可选的实施例中，在根据均压控制调制电压指令值控制调制控制器生成开关控制信号的过程中，首先，获取并网电流控制调制电压指令值、均压控制调制电压指令值及两相电流差模直流电流抑制调制指令值；然后，计算并网电流控制调制电压指令值、均压控制调制电压指令值及两相电流差模直流电流抑制调制指令值之和，得到第一相总调制指令，并基于第一相总调节指令生成对逆变开关单元中的第一相开关管的开关控制信号。同时，对并网电流控制调制电压指令值进行取反操作，并计算取反后的并网电流控制调制电压指令值与均压控制调制电压指令值及两相电流差模直流电流抑制调制指令值之和，得到第二相总调制指令，然后，基于第二相总调节指令生成对逆变开关单元中的第二相开关管的开关控制信号。
89.具体的，如图2所示，第二加法运算单元541接收逆变器电流控制环路550输出的并网电流控制调制电压指令值vl
*
、均压控制调制电压指令值vdc
*
和两相电流差模直流电流抑制调制指令值vldc
*
，并计算三者之和，得到a相总调制指令vma
*
（即第一相总调制指令）。然后，a相pwm控制器542即可根据a相总调制指令vma
*
输出逆变开关单元130中a相开关管的开关控制信号。
90.同样的，反向单元581接收并网电流控制调制电压指令值vl
*
，并对其进行取反操作，得到取反后的并网电流控制调制电压指令值-vl
*
。然后，第三加法运算单元582，计算取反后的并网电流控制调制电压指令值-vl
*
、均压控制调制电压指令值vdc
*
和两相电流差模直流电流抑制调制指令值vldc
*
之和，得到b相总调制指令vmb
*
（即第二相总调制指令）。从而b相pwm控制器583即可根据b相总调制指令vmb
*
输出逆变开关单元中b相开关管的开关控制信号。
91.需要说明的是，如图2所示，第一相交流电i1与第二相交流电i2之和的一半经过低通滤波器5322之后，得到共模分量i1
*
，该共模分量i1
*
为注入母线中点dn的直流电流，也即需要抑制的均压直流电流反馈值。而参考值为0与共模分量i1
*
作差加入控制环路，可实现抑制实际注入到母线中点dn的直流电流。较优的，注入到母线中点dn的直流电流为0。当然也可以为第一相交流电i1的一半和第二相交流电i2的一半均经过低通滤波器5322之后做和得到共模分量i1
*
。
92.另外，第一相交流电i1与第二相交流电i2的差模直流也需要抑制。如图2所示，两相电流之间差模直流电流抑制环路560将第一相交流电i1与第二相交流电i2的差模直流作为差模直流电流抑制环路的反馈值，此反馈值与参考值0作差，并将作差结果加入控制环路
中，即可实现抑制两相电流差模直流电流。如图2中，第一相交流电i1与第二相交流电i2之差的一半经过低通滤波器562之后，得到的差模分量i2
*
，该差模分量i2
*
为需要抑制的均压直流电流反馈值。另外，也可以为第一相交流电i1的一半和第二相交流电i2的一半均经过低通滤波器5322之后做差得到差模分量i2
*
。
93.在一种可选的实施例中，两相电流差模直流电流抑制调制指令值可通过如下步骤得到：步骤s1，获取第二电流参考值，该第二电流参考值可以为0。
94.步骤s2，计算两相交流电流的差模分量与第二电流参考值的差值，得到差模直流电流抑制调制电流指令值；步骤s3，对差模直流电流抑制调制电流指令值进行调节，得到两相电流差模直流电流抑制调制指令值。
95.具体的，如图2所示，两相电流之间差模直流电流抑制环路560，接收参考值0（即第二电流参考值）和第一相交流电与第二相交流电的差模分量i2
*
，并计算两者的差值，得到差模直流电流抑制调制电流指令值δi2
*
。然后，第三调节器561对差模直流电流抑制调制电流指令δi2
*
进行pi调节，即可得到两相电流差模直流电流抑制调制指令vldc
*
。
96.需要说明的是，第三调节器可为pi调节器或p调节器等。本技术对调节器的具体类型不做限定。
97.在一种可选的实施例中，电流控制环流550根据两相交流电流的差模分量以及两相交流电流的电流值确定并网反馈电流值，并计算并网反馈电流值与并网电流指令值之间的差值，得到并网电流控制调制电流指令值，然后，对并网电流控制调制电流指令值进行调节，得到并网电流控制调制电压指令值。其中，并网电流指令值由并网电流的有效值确定。
98.具体的，如图2所示，电流控制环路550包括减法运算单元551及第四调节器552。其中，减法运算单元551，接收并网反馈电流值ilfb和并网电流指令值il
*
，其中，并网反馈电流值ilfb为并网第一相电流i1与并网第二相电流i2的差的一半与差模分量i2
*
。然后，减法运算单元551计算并网反馈电流值ilfb和并网电流指令值il
*
之差，得到并网电流控制调制电流指令值il1
*
。第四调节器552收并网电流控制调制电流指令值il1
*
，对并网电流控制调制电流指令值il1
*
进行pi调节，得到并网电流控制调制电压指令值vl
*
。
99.需要说明的是，第四调节器可为pi调节器或p调节器等。本技术对调节器的具体类型不做限定。电流控制环路550可为业界任何可用的电流控制环路，本技术对其不做具体限定。
100.此外，还需要说明的是，当env=1时，使能均压控制环路530，均压控制环路530输出的均压控制调制电压指令vdc
*
的绝对值大于0，此时，向电流控制环路550的输出中加入直流偏移量；当env=0时，均压控制调制电压指令值vdc
*
等于0，不影响电流控制环路550的原来工作状态。
101.在env=1时，逆变开关单元130中的至少一开关管的占空比大于，在env=0时该开关管的占空比。
102.以图2所示的逆变开关单元130为例，当上母线电容c1电压平均值udc1大于下母线电容c2电压平均值udc2，并且env=1时，由于均压控制调制电压指令值vdc
*
的绝对值大于0，使得a相第一开关as1和b相第一开关bs1的占空比大于，在env=0时a相第一开关as1和b相第
一开关bs1的占空比，使得对下母线电容c2充电的电流积分值超过对上母线电容c1进行充电的电流积分值，从而使得下母线电容c2电压提高，而上母线电容c1电压降低，上下母线电容电压平均值均衡，并且不向母线中点dn注入直流调制电流，进而可避免向母线中点dn注入直流调制电流而瞬时影响负载的问题，如图9所示的a相调制波包含常规正弦调制波和直流调制波时，逆变开关单元内开关管的驱动波形示意图，图10所示的b相调制波包含常规正弦调制波和直流调制波时，逆变开关单元内开关管的驱动波形示意图。与图4和图5相比可知，a相第一开关as1大于b相第四开关bs4的占空比增大，并且b相第一开关bs1大于a相第四开关as4的占空比增大。
103.同理的，当上母线电容c1电压平均值udc1小于下母线电容c2电压平均值udc2，env=1时，由于均压控制调制电压指令值vdc
*
的绝对值大于0，使得a相第四开关as4和b相第四开关bs4的占空比大于，在env=0时a相第四开关as4和b相第四开关bs4的占空比，使得对上母线电容c1充电的电流积分值超过对下母线电容c2进行充电的电流积分值，从而使得上母线电容c1电压提高，而下母线电容c2电压降低，使得上下母线电容电压平均值均衡，并且不向母线中点dn注入直流调制电流，进而可避免向母线中点dn注入直流调制电流而瞬时影响负载的问题。
104.需要说明的是，在实际应用中，a相pwm控制器542、b相pwm控制器583和第一控制器570可集成为同一控制器，也可为单独的控制器。使能平衡桥单元120为现有技术，本技术不做具体描述。
105.更进一步的，在第二加法运算单元541与a相pwm控制器542以及第三加法运算单元582与b相pwm控制器583之间还可部署归一化处理模块（图2未示出），其根据a相总调制指令vma
*
、b相总调制指令vmb
*
与直流母线电压平均值的二分之一做归一化处理得到归一化的调制指令。为避免过调制，可将直流母线电压上升为（1+k1）*k2倍母线电压。如果归一化的调制指令绝对值最大值大于1，则获取对应的差值系数k1，并在下一个控制周期控制直流母线电压为（1+k1）*k2倍母线电压，其中，k2优选取1/0.99，即将调制度最大值控制在99%以内，以通过提升母线电压来防止增加均压控制调制指令之后发生过调制，进而避免过调制使得均压控制环路530效果变差或无效果，导致的并网电流畸变。
106.在一种可选的实施例中，在确定目标均衡单元为平衡桥单元之后，逆变器系统在目标均衡单元为平衡桥单元时，控制第一平衡桥开关与第二平衡桥开关互补导通，以对上母线电容的平均电压与下母线电容的平均电压进行均衡处理，其中，平衡桥单元至少包括第一平衡桥开关与第二平衡桥开关。
107.具体的，在enb=1时，使能平衡桥单元120，则如图2所示，平衡桥单元120的第一平衡桥开关s1与第二平衡桥开关s2互补导通，并经功率电感l0，以平衡上母线电容c1和下母线电容c2上的电压。由此可见，当使能平衡桥单元120时，平衡桥单元120会一直有功率损耗，从而增加了逆变器额外的功率损耗，降低了系统整体效率。在enb=0时，不使能平衡桥单元120，则平衡桥单元120的第一平衡桥开关s1与第二平衡桥开关s2均不导通。在实际应用中，第一控制器570还可接收上下母线电容的平均电压差值δudc，并将δudc作为反馈值输入平衡桥均压环路，平衡桥均压环输出第一平衡桥开关s1与第二平衡桥开关s2的开关控制信号。
108.需要说明的是，含直流特性的不平衡负载的瞬时投切，使得直流不平衡负载形成
的直流电流通过逆变器100中线n注入至母线中点dn，而导致上下母线电容充放电不均衡，逆变器直流母线电容电压波动，这是瞬时动态。基于同样机理，根据母线电容平均电压差值δudc和实际的并网两相电流的共模分量i
*
反馈值，向逆变器电流控制环路输出的并网电流控制调制电压指令vl
*
中，增加均压控制调制电压指令vdc
*
，而向电流控制环路加入直流调制波，以增大逆变开关单元130中至少一开关管的开关控制信号的占空比，而改变上下母线电容充电的电流积分值，进而平衡直流母线电容电压平均值，并且可优化逆变器系统的瞬时特性。由此可见，通过在逆变器控制器中加入上述的均压控制环路530及两相电流之间差模直流电流抑制环路560改变开关管的占空比，即可实现瞬态直流电流的注入，无功率损耗。
109.如上所述，当上下母线电容电压平均值差距不大时，使能均压控制环路530，实现上下母线电容电压平均值平衡；当上下母线电容电压平均值差距大时，使能平衡桥单元，以快速实现上下母线电容电压平均值平衡。两种平衡方式的结合使得系统效率最优，且稳定性好。
110.实施例2根据本发明实施例，还提供了一种基于瞬时特性的逆变器的控制装置的实施例，应用于光伏电源的逆变器系统中，所述逆变器系统至少包括逆变器及均压控制环路，所述逆变器至少包括母线电容单元，所述母线电容单元至少包括上母线电容和下母线电容，其中，图11是根据本发明实施例的一种可选的基于瞬时特性的逆变器的控制装置的示意图，如图11所示，该装置包括：电压计算模块1101、第一指令确定模块1103、第二指令确定模块1105以及电压均衡模块1107。
111.其中，电压计算模块1101，用于计算上母线电容的平均电压与下母线电容的平均电压的差值，得到平均电压差值；第一指令确定模块1103，用于在根据平均电压差值确定目标均衡单元为均压控制环路时，通过均压控制环路，根据平均电压差值及初始电压前馈指令值确定电压子环路调制指令值，并根据两相交流电流的共模分量确定均压直流电流抑制调制电压指令值，其中，两相交流电流为流经母线电容单元的两相并网电流；第二指令确定模块1105，用于根据电压子环路调制指令值及均压直流电流抑制调制电压指令值确定均压控制调制电压指令值；电压均衡模块1107，用于根据均压控制调制电压指令值对上母线电容的平均电压与下母线电容的平均电压进行均衡处理。
112.可选的，基于瞬时特性的逆变器的控制装置还包括：比对模块以及第一确定模块。其中，比对模块，用于在计算上母线电容的平均电压与下母线电容的平均电压的差值，得到平均电压差值之前，比对平均电压差值与预设电压阈值，得到比对结果；第一确定模块，用于根据比对结果从平衡桥单元及均压控制环路中确定目标均衡单元，其中，预设电压阈值至少包括第一电压阈值、第二电压阈值及第三电压阈值，第一电压阈值小于第二电压阈值，第二电压阈值小于第三电压阈值。
113.可选的，第一确定模块包括：第一子确定模块，用于在平均电压差值的绝对值大于第三电压阈值时，确定目标均衡单元为平衡桥单元。
114.可选的，第一确定模块包括：第二子确定模块以及第三子确定模块。其中，第二子确定模块，用于在平均电压差值的绝对值大于第一电压阈值，并且，小于或等于第二电压阈值时，开始计时，并获取第一时长，在第一时长大于预设时长时，确定目标均衡单元为均压
控制环路，其中，第一时长为平均电压差值的绝对值大于第一电压阈值，且小于或等于第二电压阈值的持续时长；第三子确定模块，用于在平均电压差值的绝对值大于第二电压阈值，并且，小于或等于第三电压阈值时，确定目标均衡单元为均压控制环路。
115.可选的，第一确定模块还包括：第四子确定模块以及第五子确定模块。其中，第四子确定模块，用于在平均电压差值的绝对值小于或等于第一电压阈值，确定上母线电容的平均电压与下母线电容的平均电压处于均衡状态；或者，第五子确定模块，用于在第一时长小于或等于预设时长时，确定上母线电容的平均电压与下母线电容的平均电压处于均衡状态。
116.可选的，第一指令确定模块包括：第二确定模块、第一获取模块、第一计算模块、第一调整模块、第二计算模块以及第三计算模块。其中，第二确定模块，用于根据母线电容单元的电容值、母线电容单元的瞬时充电时间、平均电压差值以及流经母线电容单元的并网电流的有效值，确定初始电压前馈指令值；第一获取模块，用于获取平均电压差值以及均压控制环路的工作状态标识，其中，均压控制环路的工作状态标识表征均压控制环路是否处于使能状态；第一计算模块，用于计算平均电压差值与均压控制环路的工作状态标识的乘积，得到均压控制指令值；第一调整模块，用于对均压控制指令值进行调整，得到均压直接控制调制指令值；第二计算模块，用于计算初始电压前馈指令值与均压控制环路的工作状态标识的乘积，得到运算后的电压前馈指令值；第三计算模块，用于计算均压直接控制调制指令值与运算后的电压前馈指令值之和，得到电压子环路调制指令值。
117.可选的，第一指令确定模块包括：第二获取模块、第四计算模块以及第二调整模块。其中，第二获取模块，用于获取第一电流参考值；第四计算模块，用于计算两相交流电流的共模分量与第一电流参考值之间的差值，得到直流电流抑制调制电流指令值；第二调整模块，用于对直流电流抑制调制电流指令值进行调节，得到均压直流电流抑制调制电压指令值。
118.可选的，电压均衡模块包括：信号生成模块、信号调节模块以及第三调整模块。其中，信号生成模块，用于根据均压控制调制电压指令值控制调制控制器生成开关控制信号；信号调节模块，用于根据开关控制信号调节逆变器中的逆变开关单元的占空比；第三调整模块，用于根据占空比调节上母线电容的平均电压和下母线电容的平均电压。
119.可选的，信号生成模块包括：第三获取模块、第五计算模块、第一生成模块、第六计算模块以及第二生成模块。其中，第三获取模块，用于获取并网电流控制调制电压指令值、均压控制调制电压指令值及两相电流差模直流电流抑制调制指令值；第五计算模块，用于计算并网电流控制调制电压指令值、均压控制调制电压指令值及两相电流差模直流电流抑制调制指令值之和，得到第一相总调制指令；第一生成模块，用于基于第一相总调节指令生成对逆变开关单元中的第一相开关管的开关控制信号；第六计算模块，用于对并网电流控制调制电压指令值进行取反操作，并计算取反后的并网电流控制调制电压指令值与均压控制调制电压指令值及两相电流差模直流电流抑制调制指令值之和，得到第二相总调制指令；第二生成模块，用于基于第二相总调节指令生成对逆变开关单元中的第二相开关管的开关控制信号。
120.可选的，第三获取模块包括：第四获取模块、第七计算模块以及第四调整模块。其中，第四获取模块，用于获取第二电流参考值；第七计算模块，用于计算两相交流电流的差
模分量与第二电流参考值的差值，得到差模直流电流抑制调制电流指令值；第四调整模块，用于对差模直流电流抑制调制电流指令值进行调节，得到两相电流差模直流电流抑制调制指令值。
121.可选的，第三获取模块包括：第三确定模块、第八计算模块以及第五调整模块。其中，第三确定模块，用于根据两相交流电流的差模分量以及两相交流电流的电流值确定并网反馈电流值；第八计算模块，用于计算并网反馈电流值与并网电流指令值之间的差值，得到并网电流控制调制电流指令值，其中，并网电流指令值由并网电流的有效值确定；第五调整模块，用于对并网电流控制调制电流指令值进行调节，得到并网电流控制调制电压指令值。
122.实施例3根据本发明实施例的另一方面，还提供了一种基于瞬时特性的逆变器的控制系统，该逆变器系统用于执行上述实施例1所提供的基于瞬时特性的逆变器的控制方法。
123.实施例4根据本发明实施例的另一方面，还提供了一种计算机可读存储介质，计算机可读存储介质中存储有计算机程序，其中，计算机程序被设置为运行时执行上述的基于瞬时特性的逆变器的控制方法。
124.实施例5根据本发明实施例的另一方面，还提供了一种电子设备，其中，图12是根据本发明实施例的一种可选的电子设备的示意图，如图12所示，电子设备包括一个或多个处理器；存储器，用于存储一个或多个程序，当一个或多个程序被一个或多个处理器执行时，使得一个或多个处理器实现用于运行程序，其中，程序被设置为运行时执行上述的基于瞬时特性的逆变器的控制方法。
125.上述本发明实施例序号仅仅为了描述，不代表实施例的优劣。
126.在本发明的上述实施例中，对各个实施例的描述都各有侧重，某个实施例中没有详述的部分，可以参见其他实施例的相关描述。
127.在本技术所提供的几个实施例中，应该理解到，所揭露的技术内容，可通过其它的方式实现。其中，以上所描述的装置实施例仅仅是示意性的，例如单元的划分，可以为一种逻辑功能划分，实际实现时可以有另外的划分方式，例如多个单元或组件可以结合或者可以集成到另一个系统，或一些特征可以忽略，或不执行。另一点，所显示或讨论的相互之间的耦合或直接耦合或通信连接可以是通过一些接口，单元或模块的间接耦合或通信连接，可以是电性或其它的形式。
128.作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部单元来实现本实施例方案的目的。
129.另外，在本发明各个实施例中的各功能单元可以集成在一个处理单元中，也可以是各个单元单独物理存在，也可以两个或两个以上单元集成在一个单元中。上述集成的单元既可以采用硬件的形式实现，也可以采用软件功能单元的形式实现。
130.集成的单元如果以软件功能单元的形式实现并作为独立的产品销售或使用时，可以存储在一个计算机可读取存储介质中。基于这样的理解，本发明的技术方案本质上或者
说对现有技术做出贡献的部分或者该技术方案的全部或部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品存储在一个存储介质中，包括若干指令用以使得一台计算机设备（可为个人计算机、服务器或者网络设备等）执行本发明各个实施例方法的全部或部分步骤。而前述的存储介质包括：u盘、只读存储器（rom，read-only memory）、随机存取存储器（ram，random access memory）、移动硬盘、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。
131.以上仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。