一种桥臂交替变流器的电容电压平衡控制策略

1.本发明涉及高压直流输电技术领域，具体为一种桥臂交替变流器的电容电压平衡控制策略。


背景技术：

2.模块化多电平变流器(module multilevel converter,mmc)被公认为是高压直流输电系统中最有前景的拓扑结构，具有易于扩展化和模块化、低损耗以及灵活的四象限潮流控制能力等优点。mmc每相桥臂由许多串联的子模块(sub-module,sm)组成。其中，半桥子模块(half-bridge submodule,hbsm)以其结构简单而被广泛应用。然而，由于直流故障电流可以经由hbsm的反并联二极管流通，因此hbsm不具有直流短路故障清除能力，需额外配置直流断路器切除故障电流。全桥子模块、钳位双子模块、交叉连接子模块等改进型子模块虽然具有直流故障阻断能力，但会增加系统复杂度和成本。
3.桥臂交替变流器(alternate arm converter,aac)是近年提出的一种兼具低结构复杂度和故障处理能力的新型直流输电拓扑。aac主要由基于串联igbt的两电平开关(称为“方向开关direction switch,(ds)”)和基于全桥子模块的子模块堆(称为submodule stack(ss))组成，前者ds交替导通一相的上下两个桥臂，后者ss用于将相电流调整为具有低谐波畸变率的正弦波。与基于hbsm的传统mmc相比，aac可以节省约40％的子模块个数和50％的子模块电容值。此外，aac还可以提供多种控制模式，如闭锁模式和静止同步补偿器模式，以实现直流故障时的故障穿越。
4.自aac提出以来，众多学者在其机理分析、电路建模和控制设计等方面进行了广泛的研究。所有sm的能量平衡是模块化变流器稳定运行的最基本问题。对于传统的mmc，每相桥臂上下子模块串的总输出电压由直流母线电压钳位。因此，通过最近电平调制(nearest level modulation,nlm)与电容电压排序算法可以很好地实现所有sm的能量平衡。然而，由于aac每相的上下臂桥互补导通，导通的ss与直流侧是串联关系，与传统mmc有很大的不同。为了实现aac子模块的电容电压恒定，ss在每个半周期内的能量积累需要严格控制为零。merilin等学者推导了aac的能量平衡条件，即所谓的“最佳工作点”，直流母线电压和交流电压幅值需要严格满足一个固定的比例关系才能维持ss的电容电压恒定。然而，在实际系统中，这些电压通常会随着交直流潮流而变化，微小的电压偏差就会破坏能量平衡条件，导致ss电容电压偏移。为扩大aac的能量平衡运行范围，有学者提出了“短重叠模式”，即上下桥臂在重叠期内同时闭合，以构建ss与直流侧的能量交换通路，并利用循环电流对ss进行充放电控制。然而，该控制模式下的重叠时间通常小于10
°
，不连续的循环电流难以实现令人满意的电容电压平衡效果。有学者将重叠时间进一步扩展到60
°
，称为“扩展重叠模式”。在该模式下，循环电流交替流过三相桥臂，每时刻总有一条循环电流路径用于子模块的能量平衡。此外，“扩展重叠模式”能够抑制直流电流的6次谐波，因此可以减少直流滤波器容量。然而，重叠控制模式下的循环电流会增加变流器的导通损耗，甚至可能导致并网电流畸变。
5.除了重叠控制，有学者利用功率因数角对aac的功率平衡条件进行了修正，提出在直流侧或交流侧电压变化时动态调整功率因数角以维持sm电容电压恒定的方法。由于上下桥臂严格地互补导通，因此消除了传统重叠控制的循环电流。然而该方法不能实现有功功率和无功功率的独立控制，应用场景受到了限制。最近，heya yang等学者指出ds的导通角是控制aac能量平衡条件的另一个自由度，可以与功率因数角配合，共同控制sm的电容电压平衡。该方法同样避免了引入循环电流，但目前尚缺少可行的控制方案。


技术实现要素：

6.针对上述问题，本发明的目的在于提供一种桥臂交替变流器的电容电压平衡控制策略，实现aac子模块电容电压的良好平衡效果以及独立的有/无功功率控制。技术方案如下：
7.一种桥臂交替变流器的电容电压平衡控制策略，包括以下步骤：
8.步骤1：考虑aac中串联igbt的ds的导通角α作为维持ss能量平衡的控制量，确定改进的aac能量平衡准则；
[0009][0010]
式中，vm为电网电压的幅值，为电网电流滞后电网电压的角度；α为导通角，即ds的导通信号滞后于相电压的弧度；v
dc
为直流电压的幅值；k为交流电压幅值与直流电压的比值；
[0011]
步骤2：采用三级电容电压平衡控制方法进行电容能量均衡控制，包括：
[0012]
a：第1级平衡控制：ss电容能量和的平衡控制
[0013]
根据aac的拓扑结构，采用6个ss的电容电压平均值作为反馈量，经闭环求取一个导通角供6个ds开关使用；导通角的闭环控制表达式为：
[0014][0015]
其中：
[0016][0017][0018]
式中：k
p1
、k
i1
为pi控制器的系数；v
*c
为ss电容电压的参考值；为功率因素角参考值，s为积分算子，i
*d
为d轴电流参考值，为上下桥臂子模块电容总电压的平均值，sgn(
·
)为符号函数，x为符号函数的输入，n为每个桥臂包含的全桥子模块级联构成的ss的数量；v
ci
为所有子模块的电容电压之和；
[0019]
b：第2级平衡控制：ss间的电容能量平衡控制
[0020]
步骤a：采零序电压注入法实现对6个ss电容电压的平衡控制：
[0021]
将一个工频周期分为6个区域，分区域选取不同的ss电容电压反馈量进行控制；分区域反馈量选取的依据为：
[0022]
1)在导通角变化的情况下，该区域内完全投入反馈量所对应的ss；
[0023]
2)该区域内，反馈量所对应ss的电流极性唯一；
[0024]
3)该区域内，能量平衡控制的收敛性到的预设目标；
[0025]
步骤b：确定区域编号n
t
的表达式为：
[0026][0027]
其中：
[0028][0029]
式中：ceil(
·
)为向上舍入函数；f1(
·
)为角度转换函数，用以将角度的范围转换为[0,2π]；θ为区域i的起始相角；
[0030]
步骤c：选用比例控制器来实现模组间能量的快速平衡，控制环节表达为：
[0031][0032]
式中：k
p2
为比例控制器系数，为ss电容电压的滑动平均值，i＝1,2,3,
…
,6；反映相电流极性不同时对电容能量调节的方向不同；i
*d
为d轴电流参考值；
[0033]
c：第3级平衡控制：ss内部子模块间的电容电压平衡控制
[0034]
对于nlm调制，采用传统的电容电压排序算法实现各sm的电容电压平衡；对于载波移相调制，采用多个电容电压调节器来生成补偿电压，并添加到不同sm的原始调制电压中，实现sm间电容电压平衡；
[0035]
d：总体控制策略：包括传统的双闭环控制和三级电容电压平衡方法。
[0036]
进一步的，所述总体控制策略具体为：
[0037]
外环控制器选取为控制系统的有功/无功功率、直流链路电压/无功功率或dq轴下的交流侧电压；
[0038]
内环控制器用于跟踪外环产生的参考dq轴电流；
[0039]
将三相输出相电压参考与第2级平衡控制得到的零序电压v0相加，计算出所有ss的输出电压参考
[0040]
通过不同调制方法及其对应的第3级平衡控制，生成所有ss的驱动信号；
[0041]
其中，ds的导通角α通过第1级平衡控制计算得到，再经脉冲发生器生成所有ds的驱动号。
[0042]
本发明的有益效果是：本发明提出了一种桥臂交替变流器的新型电容电压平衡控制策略，将ds的导通角用于控制六个臂中所有ss的总能量平衡，并通过零序电压调节不同
ss之间的能量分布；实现了aac子模块电容电压的良好平衡效果以及独立的有/无功功率控制。
附图说明
[0043]
图1为桥臂交替变流器的拓扑结构。
[0044]
图2为ss1的电流及电压示意图；(a)传统模式；(b)本发明所提考虑ds的导通角的模式。
[0045]
图3为分区示意图；(a)(b)
[0046]
图4为aac系统整体控制框图。
具体实施方式
[0047]
下面结合附图和具体实施例对本发明做进一步详细说明。
[0048]
1.aac的改进能量平衡条件
[0049]
桥臂交替变流器的拓扑结构如图1所示，每一相包含了上下两个桥臂，每个桥臂包含n个全桥子模块级联构成的子模块堆(ss)以及串联igbt/二极管构成的方向开关。v
dc
、i
dc
为直流电压及电流；对于第i个ss(i＝1,2,3,
…
,6)，v
ssi
、i
ssi
、v
cin
、v
ci
分别为支路电压、支路电流、子模块n的电容电压以及所有子模块的电容电压之和(tvasc)；v
x
、i
x
(x＝a,b,c)分别为三相电网电压及电流，设其表达式为：
[0050][0051]
式中：vm、im为电网电压及电流的幅值；ω为电网角频率；为电网电流滞后电网电压的角度，且压的角度，且为第x相的初始相位。
[0052]
以ss1为例进行分析，对于传统运行模式下的aac，ds开关根据相电流极性在每半个工频周期内导通一次，ss1的支路电压及电流波形如图2(a)所示，其表达式为：
[0053]vss1
＝12v
dc-v
a (2)
[0054]iss1
＝i
a (3)
[0055]
为了维持ss1电容电压恒定，半个工频周期内v
ss1
与i
ss1
乘积的积分需要为0，可得：
[0056][0057]
可推导出aac的能量平衡准则为：
[0058][0059]
可以看出，当交直流侧电压随系统潮流变化时，可通过控制功率因素角维持ss的能量平衡。然而，系统的有功功率与无功功率将受限于无法进行独立的有/无功控制。
[0060]
图2(b)示出了考虑ds的导通角的ss1的支路电压及电流波形，其中ds的导通信号滞后于相电压α弧度(α称为导通角)。则ss1在半个工频周期内的能量变化为：
[0061][0062]
令δe
ss1
等于0，则可得改进的aac能量平衡准则为：
[0063][0064]
式中，k为交流电压幅值与直流电压的比值。对比式(5)和式(7)可以发现，导通角α是独立于功率因素角的另一维持ss能量平衡的控制量。通过对导通角的控制，可使得aac运行于更宽的电压及功率因素角范围。
[0065]
2.三级电容电压平衡控制方法
[0066]
根据式(7)的能量平衡准则，可以很直接推测：如果每个桥臂的ds开关根据各自的电容电压变化闭环求取对应的导通角(一共求取6个导通角)，即可实现全部ss的能量均衡。然而同一相的上下桥臂需要互补导通，如果采用两个不同的导通角各导通半个工频周期，将会导致相电流断续或桥臂非正常直通产生电流尖峰。因此每一相桥臂只能有一个导通角，且通过交替以上下ss的电容电压为反馈量求取导通角，才能实现全部ss的能量均衡。但是该方法的收敛速度慢，无法适应系统有/无功功率快变化的场景，且由于反馈量是分段的，无法采用连续的积分控制器，进而无法实现对电容电压的无静差控制。
[0067]
为了实现对6个ss电容电压的均衡，本文提出了一种“三级”电容能量均衡控制方法。第一级为6个ss电容能量和的平衡控制，第二级为ss之间的电容能量平衡控制，第三级为每个ss内部所有子模块电容间的能量平衡控制。分别对该三级控制方法介绍如下：
[0068]
(1)ss电容能量和的平衡控制
[0069]
由于ss的交替导通工作，其电容电压将在半个工频周期内随能量变化波动，在另一半个周期内保持不变。电压频谱除了包含直流分量外，还包含有大量低次谐波(主要为一次、二次、三次、四次谐波)，但6个ss的电容电压之和仅包含有直流分量与6倍频分量。因此，为了消除电容电压不规则波动对导通角闭环控制的影响(添加截止频率低的滤波器会影响系统的相位裕度)，本文采用6个ss的电容电压平均值作为反馈量，经闭环求取一个导通角供6个ds开关使用。
[0070]
可得导通角的闭环控制表达式为：
[0071][0072]
其中：
[0073][0074][0075]
式中：k
p1
、k
i1
为pi控制器的系数；v
*c
为ss电容电压的参考值。由于只采用了一个导通角，在式(8)控制下，仅能实现6个ss电容能量和的平衡控制因此还需要采用额外控制来调整ss间的能量分配，使得最终所有ss的能量均衡。
[0076]
(2)ss间的电容能量平衡控制
[0077]
从图2(b)可以看出，ss在半个工频周期内的能量除了与导通角相关外，还与ss的输出电压v
ss
有关(假设相电流不变)。零序电压注入法是一类典型的在y型连接系统中仅改变相电压大小而不改变相电流大小的调制方法，在中点钳位三电平变流器的电容电压平衡
中有广泛的应用。在aac系统中同样可以采用类似的思路，实现对ss电容电压的平衡控制。
[0078]
设同时在变流器输出三相相电压中加入零序电压v0，有：
[0079]v′
x
＝v
x
+v0ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(11)
[0080]
则式(2)将变化为：
[0081]v′
ss
＝1/2v
dc-v
x-v0ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(12)
[0082]
根据aac的运行原理可知，在任意时刻都有三个ss导通。上桥臂ss的电流之和等于下桥臂ss的电流之和。例如，当ss1、ss4、ss6导通时，有：
[0083]iss1
＝i
ss4
+i
ss6
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(13)
[0084]
可得零序电压引起的各ss能量变化为：
[0085][0086]
δe
ss1
＝-(δe
ss4
+δe
ss6
)
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(15)
[0087]
可以看出，一个ss减少的能量等于另外两个ss增加的总能量，说明了零序电压v0会影响当前导通的3个ss间的能量分配，但不会改变系统总能量。为了实现一个零序电压对6个ss电容电压的平衡控制，需要将一个工频周期分为6个区域，分区域选取不同的ss电容电压反馈量进行控制。因此，如何分区域以及如何选取反馈量是ss间能量平衡的关键。本文中分区域反馈量选取的依据主要为：(1)在导通角变化的情况下，该区域内完全投入了反馈量所对应的ss；(2)该区域内，反馈量所对应ss的电流极性唯一；(3)该区域内，能量平衡控制具有良好的收敛性。
[0088]
图3(a)画出了功率因素角大于等于零情况下的各ss电流波形示意图。图中x1～x6的表达式为：
[0089][0090]
下面以图3(a)中的ss1为例进行分析，根据第(1)和第(2)个依据可知，x
1-x2区域以及x
5-x6区域会随着α和的变化而变化，因此不适合。x2～x5为定区域，该区域符合上述依据，为合适区域。此外，
[0091]
在x2～x3区域内|i
ss1
|＞|i
ss5
|＞|i
ss4
|，零序电压对δe
ss1
变化的权重最大。
[0092]
在x3～x4区域内|i
ss5
|或|i
ss6
|＞|i
ss1
|＞|i
ss4
|，零序电压对δe
ss1
变化的权重中等。
[0093]
在x4～x5区域内|i
ss6
|＞|i
ss4
|＞|i
ss1
|，零序电压对δe
ss1
变化的权重最小。
[0094]
权重越大，则能量平衡控制的收敛性越好。特别地，在x5这一点无法实现对ss1电容能量的控制。根据第(3)个依据可知，x2～x4区域为控制ss1电容能量的最佳区域。根据相同规则，可得各区域的范围如图3(a)中的矩形框区域所示，每个区域的长度为π/3，可以选择分别在i～vi区域控制ss1、ss6、ss3、ss2、ss5、ss4的电容电压。同理可得当功率因素角小于0时的分区结果如图3(b)所示，区域i的坐标范围为用于在该区域内控制
ss1的电容电压。后续区域ii～区域v则用于控制ss6、ss3、ss2、ss5、ss4的电容电压。
[0095]
综合上述分析，可得区域编号n
t
的表达式为：
[0096][0097]
其中：
[0098][0099]
式中：ceil(x)为向上舍入函数；f1(x)为角度转换函数(angle resolver)，用以将角度x的范围转换为[0,2π]；θ为区域i的起始相角。
[0100]
由于反馈量为分段函数，无法使用积分控制器，但6个ss的总能量已经由导通角控制环实现了无静差跟踪，因此，本文选用比例控制器来实现模组间能量的快速平衡，控制环节可表达为：
[0101][0102]
式中：k
p2
为比例控制器系数，为ss电容电压的滑动平均值。滑动平均值滤波可以消除ss电容电压低频脉动，并较好地反映电容能量变化趋势。用以反映相电流极性不同时对电容能量调节的方向不同。
[0103]
(3)ss内部子模块间的电容电压平衡控制
[0104]
由于每个ss的电容能量已经通过第1级和第2级控制实现了平衡，因此各ss内部的sm之间的能量平衡则很容易实现。对于nlm调制来说，采用传统的电容电压排序算法(sorting algorithm,sa)即可实现各sm的电容电压平衡。对于载波移相调制来说，可采用多个电容电压调节器(capacitor voltage regulator,cvr)来生成补偿电压，并添加到不同sm的原始调制电压中，即可实现良好的sm间电容电压平衡。
[0105]
(4)总体控制策略
[0106]
本发明所提的aac系统的整体控制框图如图4所示，主要包括传统的双闭环控制和三级电容电压平衡方法。外环控制器可选取为控制系统的有功/无功功率、直流链路电压/无功功率或dq轴下的交流侧电压。内环控制器用于跟踪外环产生的参考dq轴电流。然后，将三相输出相电压参考与第二级控制得到的零序电压v0相加，计算出所有ss的输出电压参考通过不同调制方法及其对应的第3级控制，生成所有ss的驱动信号。此外，ds的导通角α通过第1级平衡控制计算得到，再经脉冲发生器生成所有ds的驱动号。