一种用于磁刺激仪超宽输出电压的LLC拓扑控制方法与流程

本发明涉及电源充电，具体为一种用于磁刺激仪超宽输出电压的llc拓扑控制方法。

背景技术：

1、随着科学技术的飞速发展，医疗系统也得到了巨大的完善，现代医疗中科技自动化器械与设备多种多样，操作者通过不同仪器的相互配合对患者进行治疗，其中磁刺激仪使用极其广泛，磁刺激仪设备中主要包括高压电源、脉冲电容器、磁线圈。基本工作过程是高压电源对脉冲电容进行充电，充电达到目标电压后，关闭高压电源并断开充电开关；开通放电开关后，高压脉冲电源将充电储存的高能量瞬间释放到磁线圈中，在极短时间内使磁线圈产生巨大的电流，使得磁线圈周围产生强脉冲磁场。对磁刺激仪设置不同的频率及强度，输出不同的治疗方案，在医学上达到针对不同人群、不同疾病的治疗目的。

2、磁刺激仪通常都需要设置不同的强度等级(1％～100％)，对应的脉冲电容器会被高压电源充到不同的电压等级；在某个强度等级下，脉冲电容会从较高的电压uh放电到较低的电压ul，而高压电源会将脉冲电容从较低的电压ul充到较高的电压uh。在整个过程中，高压电源的输出电压会在很大的范围内变动，因而需要高压电源的输出能够满足很宽的电压增益范围。

3、为满足上述磁刺激仪的输出电压要求，并考虑到高压电气隔离，高压电源的输出级dc/dc需要采用隔离型的，目前业界普遍使用移相全桥来达到所要求的高压增益变化范围。移相全桥本身的缺陷及设计的难点如下：

4、1)其输出电压及功率在很宽的负载范围内变动时很难实现全负载范围内的软开关，主要是在轻载下很难实现变压器一次侧mos的zvs，导致充电转换效率的降低；

5、2)移相全桥二次侧开关管关断时的电压应力比较高，刺激强度越大，此时移相全桥的输出电压越大，同时会导致二次侧开关管的电压应力达到更大，因而需要采用额定电压更高的开关管，或者采用多个开关管串联，同时在开关管两端并联吸收电路，以达到满足电压应力的目的，最终导致充电转换效率的降低。

6、本发明采用易于实现全负载范围内zvs且二次侧开关管关断电压应力较低的全桥llc，为克服全桥llc输出电压增益较窄的缺陷，故本发明提出的改进型的全桥llc拓扑结构及控制方法可以满足宽输出电压增益的变化范围。

技术实现思路

1、本发明的目的在于提供一种用于磁刺激仪超宽输出电压的llc拓扑控制方法，以解决上述背景技术中提出的问题。

2、为了解决上述技术问题，本发明提供如下技术方案：

3、一种用于磁刺激仪超宽输出电压的llc拓扑控制方法，该方法包括以下步骤：

4、s1、对变压器一次侧绕组和变压器二次侧绕组进行修改后，通过控制开关改变变压器二次侧与一次侧的匝比，进而改变变压器输出增益的范围；

5、llc功率电路的组成部分如图6所示，包括由开关管q1～q4组成的全桥开关网络、llc变压器、谐振电感、谐振电容、输出不控全桥整流网络1和输出不控全桥整流网络2、滤波电容cp1和cp2、充电开关kc和脉冲电容cpulse。

6、电流由左侧进行输出，存在一谐振电容与开关管q1～q4组成的全桥开关网络并联，变压器一次侧由一个电容、谐振电感lre、绕组cb组成，变压器二次侧由两个绕组构成，；两个绕组分别连接有四个二极管组成的h桥，两个h桥分别为输出不控全桥整流网络1和输出不控全桥整流网络2，并由开关ks控制两不控全桥整流网络串联，kp1及kp2控制两不控全桥整流网络串联并联，充电开关kc与kp1串联，脉冲电容cpulse与kp1及kp2并联，最后输出电流。

7、输出电压范围切换开关包括变压器一次侧的kd和变压器二次侧的kp1及kp2，其中a点为变压器一次侧绕组cb之间的中性抽头。llc输入端的ubus为前级的pfc电路将输入的交流电压转换为稳定的直流母线电压，而llc功率电路通过调节全桥开关管的工作频率，进而改变其电压增益的大小，从而调节其输出电压的范围。而llc电路的开关频率范围，其最小值不能使其进入容性区，最大值受限于功率器件的开关损耗和开关管的开通及关断时间，并且还需要让其尽可能地实现zvs，这几个因素导致其输出电压增益的最大调节范围通常在2～3倍左右。

8、对变压器一次侧绕组和变压器二次侧绕组进行修改，具体修改方式如图6所示为：

9、设变压器一次侧绕组两端c和b，从中间引出一个中心抽头为a，ca之间的匝数为na，cb之间的匝数为na+nb，通过开关kd切换选择绕组节点a接入谐振腔或b接入谐振腔，改变变压器二次侧与一次侧的匝比，进而改变变压器的输出增益范围；

10、变压器二次侧两个绕组采用开关ks、kp1与kp2控制两个输出绕组整流后电压的串联或并联连接，使输出电压增益范围扩展为原本的2倍。

11、s2、根据变压器一次测绕组和变压器二侧绕组的控制逻辑，将变压器的输出增益进行划分；根据变压器一次测绕组和变压器二侧绕组的控制逻辑，将变压器的输出增益进行划分；

12、设高压电源上的输出电压的最大范围为ucmin～ucmax，输出功率为po，输出最大电流为io_max，输入母线电压为ubus，谐振电感为lre，谐振电容为cre，变压器一次侧绕组cb之间的励磁电感为lcb，变压器一次侧绕组cb之间的匝数为na+nb，变压器一次侧ca之间的匝数为匝数为na；

13、由上述已知的电路参数，可得：ca之间的励磁电感lca为

14、

15、谐振频率fr为

16、

17、变压器一次侧绕组cb之间的励磁电感与谐振电感之间的比值kcb为

18、

19、变压器一次侧绕组ca之间的励磁电感与谐振电感之间的比值kca为

20、

21、结合变压器一二次侧开关的控制逻辑，可以形成4种不同的增益范围组合模式，将输出电压范围ucmin～ucmax划分为4个区间与之对应，如下表所示：

22、

23、s3、对输出电压增益的计算公式进行调整，得到简化的输出电压增益的计算公式；

24、对llc拓扑，采用基波分量分析法对llc谐振变换器的电压增益进行分析，输出电压增益公式可以简化为：

25、

26、公式中fs为开关频率，fr为谐振频率，io为llc输出电流，ubus为llc输入母线电压，m为输出串联系数，励磁电感与谐振电感的比值特征阻抗变压器一次侧绕组与二次侧绕组的匝比n1为变压器一次侧绕组匝数，n2为变压器二次侧绕组匝数，lm为变压器励磁电感，lre为谐振电感，cre为谐振电容。

27、s4、对划分的变压器的输出增益范围分别进行分析，根据输出电压范围选择输出电压增益公式内的参数值，得到在不同输出增益范围下的频率变化范围；

28、对输出电压范围在[ucmin，uc1)进行分析，当输出电压范围在[ucmin，uc1)时，kd合到b，断开ks，闭合kp1及kp2时，输出电压增益公式中的n1＝na+nb，lm为变压器一次侧绕组cb之间的励磁电感lcb，比值k为kcb；变压器二次侧两个绕组为并联连接，输出串联系数m＝1，总输出电压u尸与单个二次侧输出绕组整流后的电压相同；将n1、lcb、kcb代入到输出电压增益简化公式中，绘制输出电压增益频率曲线，如图2所示；

29、设uc_1st(k，fs，ucmin，io_max)为在电压为ucmin、输出电流为最大io_max时，输出电压随频率的变化曲线；uc_1st(k，fs，uc1，po_max/uc1)为在电压为uc1、输出电流为最大负载po_max除以输出电压uc1时，输出电压随频率的变化曲线；ures_1st(k，fs)为谐振网络呈纯阻性时，电压随频率的变化曲线；uc1_set(fs)为输出电压为uc1时的曲线，ucmin_set(fs)为输出电压为ucmin时的曲线；

30、设工作区域位于纯阻性分界线ures_1st(k，fs)右侧的感性区间内，uc_1st(k，fs，ucmin，io_max)与ucmin_set(fs)在感性区的交点得到输出电压为ucmin时工作频率为f1khz；uc_1st(k，fs，uc1，po_max/uc1)与uc1_set(fs)在感性区的交点得到输出电压为uc1时工作频率为f2khz；当输出电压在[ucmin，uc1)变化时，频率变化范围为f1khz～f2khz。

31、对输出电压范围在[uc1，uc2)进行分析，当输出电压范围在[uc1，uc2)时，kd合到a，断开ks，闭合kp1及kp2，变压器一次侧绕组匝数为n1＝na，与输出电压范围在[ucmin，uc1)中变压器一次侧绕组匝数相比，变压器一次侧绕组匝数减少，匝比n变小，进而输出电压增益变大；变压器一次侧绕组励磁电感变小为lca，使变压器一次侧绕组的励磁电感与谐振电感之间的比值kca变小，频率增益曲线斜率变大，在相同的频率范围内输出电压增益范围变大；将na，lca，kca代入输出电压增益简化公式中，绘制增益频率曲线，如图3所示；

32、设uc_2nd(kca，fs，uc1，po_max/uc1)为电压为uc1、输出电流为最大负载po_max除以输出电压uc1时输出电压随频率的变化曲线，uc_2nd(kca，fs，uc2，po_max/uc2)为电压为uc2、输出电流为最大负载po_max除以输出电压uc2时输出电压随频率的变化曲线，ures_2nd(kca，fs)为谐振网络呈纯阻性时电压随频率的变化曲线，uc1r_set(fs)为输出电压为uc1时的曲线，uc2_set(fs)为输出电压为uc2时的曲线；

33、设工作区域位于纯阻性分界线ures_2nd(kca，fs)右侧的感性区间；uc_2nd(kca，fs，uc1，po_max/uc1)与uc1r_set(fs)在感性区的交点得到输出电压为uc1时对应的工作频率为f3khz；uc_2nd(kca，fs，uc2，po_max/uc2)与uc2_set(fs)在感性区的交点得到输出电压为uc2时对应的工作频率为f4khz。当输出电压在[uc1，uc2)变化时，频率变化范围为f3khz～f4khz。

34、对输出电压范围在[uc2，uc3)进行分析，当输出电压范围在[uc2，uc3)时，kd合到b，闭合ks，断开kp1及kp2，变压器一次侧绕组匝数为n1＝na+nb，两个输出绕组整流后电压为串联的连接方式，输出电压u尸为单个输出绕组整流后电压的2倍，输出串联系数m＝2，将n1，lcb，kcb，m代入输出电压增益简化公式中，绘制增益频率曲线，如图4所示；

35、设uc_3rd(k，fs，uc2，po_max/uc2)为电压为uc2、输出电流为最大负载po_max除以输出电压uc2时输出电压随频率的变化曲线，uc_3rd(k，fs，uc3，po_max/uc3)为电压为uc3、输出电流为最大负载po_max除以输出电压uc3时输出电压随频率的变化曲线，ures_3rd(k，fs)为谐振网络呈纯阻性时电压随频率的变化曲线，uc2r_set(fs)为输出电压为uc2时的曲线，uc3_set(fs)为输出电压为uc3时的曲线；

36、设工作区域位于纯阻性分界线ures_3rd(k，fs)右侧的感性区间；uc_3rd(k，fs，uc2，po_max/uc2)与uc2r_set(fs)在感性区的交点得到输出电压为uc2时对应的工作频率为f5khz；uc_3rd(k，fs，uc3，po_max/uc3)与uc3_set(fs)在感性区的交点得到输出电压为uc3时对应的工作频率为f6khz；

37、当输出电压在[uc1，uc2)变化时，频率变化范围为f5khz～f6khz。

38、对输出电压范围在[uc3，ucmax]进行分析，当输出电压范围在[uc3，ucmax]时，kd合到a，闭合ks，断开kp1及kp2，变压器匝比n变小，励磁电感lm变小，两个输出绕组为串联的连接方式，输出串联系数m＝2，结合输出电压范围在[uc1，uc2)和[uc2，uc3)中的控制方式，输出电压增益范围变大，将na，lca，kca，m代入输出电压增益简化公式中，绘制增益频率曲线，如图5所示；

39、设uc_4th(kca，fs，uc3，po_max/uc3)为电压为uc3、输出电流为最大负载po_max除以输出电压uc3时输出电压随频率的变化曲线，uc_4th(kca，fs，uc4，po_max/uc4)为电压为uc4、输出电流为最大负载po_max除以输出电压uc4时输出电压随频率的变化曲线，ures_4th(kca，fs)为谐振网络呈纯阻性时电压随频率的变化曲线，uc3r_set(fs)为输出电压为uc3时的曲线，uc4_set(fs)为输出电压为uc4时的曲线；

40、设工作区域位于纯阻性分界线ures_4th(kca，fs)右侧的感性区间；uc_4th(kca，fs，uc3，po_max/uc3)与uc3r_set(fs)在感性区的交点得到输出电压为uc3时对应的工作频率为f7khz；uc_4th(kca，fs，uc4，po_max/uc4)与uc4_set(fs)在感性区的交点得到输出电压为uc4时对应的工作频率为f8khz；当输出电压在[uc3，ucmax]变化时，频率变化范围为f7khz～fakhz。

41、通过对四个输出电压增益范围[ucmin，uc1)、[uc1，uc2)、[uc2，uc3)和[uc3，ucmax]的计算分析，得到{f1、f2、f3...f8}8个频率值，对8个频率值进行比较，按从小到大的顺序进行排列，设最小的值为fmin，最大的值为fmax，通过llc变压器一二次开关进行切换，在频率变化范围(fmin～fmax)fr内可以实现超宽的输出电压增益最大值/最小值＝10倍的调节范围。

42、s5、根据对变压器的修改及分析，得到改进型llc拓扑电路进行充电的具体的控制流程。具体步骤如图1所示为：

43、s501、启动整机系统后，操作人员通过上位机软件设置强度大小，将强度值l通过通信的方式传输到下位机，下位机mcu根据内存中预存的强度-充电电压表，获得需要充到的目标电压值uc；

44、s502、下位机mcu对目标充电电压值uc进行判断，在4个阈值范围[ucmin，uc1)、[uc1，uc2)、[uc2，uc3)和[uc3，ucmax]中进行选择，判断目标充电电压值uc的具体阈值范围后，对开关kd、ks、kp1、kp2进行对应的控制，mcu完成输出增益选择开关切换后，闭合输出的充电控制开关kc，进入启动充电的控制时序；

45、s503、先通过软启的方式将脉冲电容电压充电电压值uc_ss，软启结束后通过先恒流后恒功率的方式将脉冲电容电压充到目标电压值u尸；

46、s504、当充到目标电压值uc后电源停止工作，断开充电控制开关kc；

47、s505、脉冲电容对磁线圈放电结束后，高压电源根据上位机设置重复上述充电过程，如此往复；当目标电压u尸不在这四个阈值范围内时，下位机mcu直接将错误返回给上位机。

48、与现有技术相比，本发明所达到的有益效果是：

49、1、本发明与移相全桥(psfb)相比，全桥llc可以更好地实现全负载范围内的软开关，可以降低二次侧开关管关断时的电压应力；

50、2、本发明通过变压器二次侧整流后电压的串并联切换，可以显著地降低二次侧单个开关管的电压定额；

51、3、本发明与普通全桥llc相比，通过变压器一次侧绕组匝数切换、变压器二次侧整流后电压的串并联切换，可以显著地扩宽输出电压的变化范围。