本发明属于电机控制，具体涉及一种基于磁感凸极性的fspm（磁通切换永磁）电机无位置传感器控制方法。
背景技术：
1、近年来，fspm电机因其高效率、高转矩密度、以及鲁棒性的定子和转子结构，有望在电动汽车、风力发电等领域代替传统的永磁同步电机。与传统的永磁同步电机一样，fspm电机的高性能运行也需要高精度的位置传感器。但是，位置传感器会增加成本并降低控制系统的鲁棒性。因此，无位置传感器控制技术作为一种行之有效的解决办法，受到国内外学者的广泛探讨与研究。
2、考虑到fspm电机在数学模型方面与传统的永磁同步电机具有相似性，故而诸多针对永磁同步电机的研究成果可供参考借鉴。通常，无位置传感器控制可各自划分为基于模型的方法与基于凸极性的方法。此类基于模型的方法，涵盖滑模观测器、扰动观测器以及扩展卡尔曼滤波器等，它们是从电机的反电动势或磁链当中获取转子位置信息。不过，在低速区域，反电动势和磁链的信噪比偏低，这些基于观测器的无位置传感器控制方法可能会失效。基于凸极性的方法主要利用了电机的直轴和交轴间电感的差异，根据注入信号的类型，这些基于凸极性的方法可分为旋转高频信号注入和脉振高频信号注入。通常来说，由于旋转高频注入法是将高频信号注入到静止坐标系中，所以旋转高频注入法的稳定性相较于脉振高频注入法更好。然而，相较于脉振高频信号注入法，旋转高频信号注入对诸如相电阻、涡流等效电阻以及逆变器非线性等阻性扰动更为敏感，故而脉振高频信号注入法的位置估计精度更为出色。
3、fspm电机的转子与定子均为凸极结构，从直观上而言，fspm电机的直轴和交轴的磁阻理应较大，从而具有高的凸极率（ l q/ l d）。但是， l d和 l q之间的数值一般相差不大。这一点已有相关研究工作借助磁场调制理论予以解释。低凸极率阻碍了基于凸极性的无位置传感器方法在fspm电机上的实施。此外，由于磁饱和及其本体结构，fspm电机中可能存在多重凸极性问题，即 l q/ l d随转子位置而变化。
技术实现思路
1、技术问题：本发明的目的在于提供一种基于磁感凸极性的fspm电机无位置传感器控制方法，解决因fspm电机凸极率过低且具有多凸极率的特性，进而致使高频注入方法难以实现的问题。本发明通过在fspm电机中加入短路线圈，在电机中引入磁感凸极性，从而实现了基于磁感凸极性的高频注入无位置控制，降低控制系统的成本并提高了系统的鲁棒性。
2、技术方案：本发明采用的一种基于磁感凸极性的fspm电机无位置传感器控制方法包括如下步骤：
3、步骤1，根据矢量磁路理论，在磁路中加入磁感元件-短路线圈，以改变电感；
4、步骤2，在fspm电机中安排线圈，并将该线圈依次反向串联，之后再整体短路形成一个短路线圈；
5、步骤3，在静止坐标系下的 α轴上注入高频脉振电压；
6、步骤4，通过有限元软件ansya，分析加入短路线圈后的损耗和磁链以及短路线圈匝数的关系确定短路线圈匝数的取值范围；
7、步骤5，采样静止坐标系下的 β轴上电流，并通过传统的信号解调方法把包含位置角信息的高频响应电流提取出来，再通过带锁频环的二阶广义积分器sogi-fll理后通过锁相环得到估计的位置角和速度信息；
8、步骤6，电机控制策略采用传统的转子磁场定向控制方式，将估算出的速度和位置作为反馈信号，以替代实际测量所得的速度和位置。
9、所述步骤1中的矢量磁路理论和磁感元件，
10、在磁路中引入磁感之后的磁路方程表达为：
11、，
12、式中：m代表磁路，代表磁路的磁感，代表磁路的磁阻，表磁路的磁通，是虚数符号，代表磁路的磁动势，是磁路中变量的角频率；磁感认为是短路线圈在磁路中的映射，因此磁动势写作
13、，
14、式中，代表短路线圈的匝数，代表短路线圈的电流，联立上述的两个方程得到：
15、，
16、然后，定义复电感为；因此，新的磁链和电流的关系表达为：
17、，
18、式中，代表磁链，为了更直观的表现出电感和复电感的关系，将传统的电感公式代入上式得到：
19、，
20、式中，代表电感，显然，当时，复电感等于电感，当时，复电感的幅值趋近于0，通过在电机的 d轴即直轴或 q轴即交轴的方向增加磁感，能调节在高频下 d轴或 q轴电感的大小，从而满足实现基于高频注入无位置传感器控制算法的 d轴电感 l d不等 q轴电感于 l q。
21、所述步骤2中的短路线圈，首先，将短路线圈的绕组函数表示为：
22、，
23、式中：代表绕组函数的极对数， θ是定义在定子上的机械角度，下标表示短路线圈，是对应次短路线圈绕组谐波函数的系数，同样，a相的绕组函数表示为：
24、，
25、其中，表示a相绕组函数的极对数，是对应次a相绕组谐波函数的系数，然后，根据绕组的三相分布，得到b相和c相的绕组函数，在忽略铁磁材料的磁阻和饱和的前提下，当转子光滑且定子铁芯开槽时，气隙磁导表示为：
26、，
27、式中：代表直流分量，是对应次磁导谐波的系数， z s表示定子的极数，同样地，当定子光滑且转子铁芯开槽时，气隙磁导可以表示为：
28、，
29、其中，代表直流分量，是对应次磁导谐波的系数， z r表示转子的极数， θ r表示转子的位置角，那么，当转子和定子铁芯都开槽时，气隙磁导如下：
30、，
31、然后，短路线圈的电感表示为：
32、，
33、其中，和分别表示定子内径和叠片的有效长度，下标可被下标, b, c,任意替换，代表相绕组和短路线圈的互感；为了实现通过短路线圈来改变fspm电机 d轴的磁感，短路线圈的自感必须是与转子位置角无关的，首先，短路线圈的自感表示为：
34、，
35、表示为：
36、，
37、式中：和分别是对应次和次短路线圈绕组谐波函数的系数，根据三角函数的正交性，和在区间从0到2π上的积分不为零需要满足条件的是
38、，
39、因此，针对具体的fspm电机，通过这个条件来选择短路线圈的绕组函数的极对数以满足和转子位置角 θ r无关，然后再根据约束条件 q轴绕组和短路线圈的互感等于0来设计短路线圈的连接方式。
40、所述步骤3中将高频正弦电压注入到静止坐标系下的 α轴上，相比于注入到旋转坐标系下的 d轴上，所采用的高频电压注入方案有更强的鲁棒性。
41、所述步骤4中短路线圈匝数的取值范围，在fspm电机中加入短路线圈会引起损耗，因此短路线圈匝数的选择需要考虑损耗的大小，通过有限元软件ansys对具体的fspm电机进行仿真分析，在通过短路线圈引入磁感凸极性的大小和短路线圈中的损耗间做出权衡，从而决定短路线圈的匝数。
42、述步骤5中的通过sogi-fll处理后通过锁相环得到估计的位置角和速度信息，
43、sogi-fll的输入表示为：
44、，
45、式中：代表包含位置角信息的高频电流信号，代表谐波阶次，代表是次分量的幅值，代表转子的电角度，代表初始相位角，sogi的传递函数表示为：
46、，
47、，
48、式中：代表经过sogi-fll滤波后的信号，是和对应的正交信号，是sogi-fll的滤波系数，是中心频率，是带通滤波器类型的传递函数，其中心频率为，同时，在中心频率处的传递函数等效为积分器；sogi能从输入中消除谐波，并且sogi能构建一个与输入信号幅度相同但相位相差90°的信号；为了提高sogi的动态性能并使其频率自适应，应用了锁频环fll；同时，将与参考速度相关的前馈频率添加到控制回路中，以使速度估计更快，当sogi-fll达到稳态时，其输出表示为：
49、，
50、，
51、其中， a是幅值，通过锁相环pll获得估计的位置。
52、所述步骤6中将估算出的速度和位置作为反馈信号，以替代实际测量所得的速度和位置角，传统的磁场定向控制需要精确的速度和位置角信息，因此，将估计的速度和位置角取代实际测量值带入磁场定向控制能实现系统的无位置传感器控制。
53、有益效果：本发明具有以下优点，
54、1）fspm电机的凸极率较低，导致基于传统的磁阻凸极性的高频注入无位置传感器控制方法失效。本发明通过在fspm电机中加入短路线圈，在电机中引入磁感凸极性，从而实现了基于磁感凸极性的高频注入无位置控制，降低了控制系统的成本并提高了系统的鲁棒性。
55、2）设计了基于sogi-fll的位置估计器，解决了fspm电机中的多凸极导致位置观测角中存在谐波的问题。
56、3）本发明同样适用于其他旋转或直线结构的fspm电机的无位置控制。