专利名称：电源的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种电源，特别涉及一种包含一个斩波器的电源，它提供一个来自交流电压源的功率因数被改善的直流电压。
本技术领域众所周知，电源包括一个斩波器以便提供一个来自交流电压源的直流电压，再通过一个将直流电压变换为另一高频交流电压的逆变器来驱动诸如放电灯之类的负载。
图1示出一典型的已有技术的电源，它包括从诸如交流电网之类的交流电压源1提供脉动直流输出的全波整流器2，和从脉动直流电压提供一升高的直流电压的斩波器CH。斩波器CH包括电感器4、MOS场效应管5和平滑电容器7。MOS场效应管5与电感器4串联跨接在整流器2上，并被驱动通断以产生一周期性阻断的电压，它经隔离二极管6加在平滑电容7上，向负载3提供最终的平滑直流电压。MOS场效应管5由包含无稳态多谐振荡器11(μPC1555，可从日本电气株式会社获得)的斩波器控制器10驱动，从而控制MOS场效应管5以固定频率导通和截止。该多谐振荡器11在控制电压端(管脚5)接收工作电压，并且以电阻12以及13和电容14的时间常数所确定的时间周期在输出端(管脚3)提供高低控制信号。经缓冲级15提供的控制信号以固定的占空度使MOS场效应管导通和截止，即以这样一种方式当MOS场效应管被导通时，电流经电感器4和MOS场效应管5流过，从而存贮由整流器输出的能量，而当MOS场效应管5被截止时允许电流从电感器4继续流到电容7，从而把能量从电感器4释放到电容7中。流过电感器4的电流示于图2A中。由图可知，当MOS场效应管5在时刻t1导通，电流就相应地上升。在时刻t2MOS场效应管5一截止，电流在时刻t3就下降到0，并在0值附近振荡直到MOS场效应管在时刻t4再次被导通。如图1所示这种振荡其原因在于电感器4与斩波器中本身存在的寄生电容，即MOS场效应管5上的电容C1、三极管6上的电容C2、和整流器2上的电容C3一起会共同形成一谐振电路。这样形成的谐振电路允许电流在0值附近振荡，并将相应的振荡电压加到MOS场效应管5和二极管6上从而给这些元件带来过高的压力。除了这种不希望的压力之外，已有的电源还遭受这样的问题，即振荡电流在越长的死区时间(t3-t4)上持续，来自交流电压源1的输入电流将有越高的谐波成分，并被越大程度地畸变。由于该原因，即，当来自整流器2的脉动直流电压较高时，电感器4出现来自整流器输出的高斜率供应电流，并且有低斜率的释放电流流向平滑电容器7，而当脉动直流电压较低时，电感器4出现来自整流器输出的低斜率供应电流，并且有高斜率的释放电流流向平滑电容器7，因而上述死区时间(t3-t4)在较低整流器输出时将会比在较高整流整输出时更长一些。因而，特别是整流器的脉动直流电压较低时，相对于如图3A所示的交流电压源的输入电压，由于延长的死区时间输入电流因振荡引起的谐波而畸变，如图3B所示，故而使功率因数下降。
为避免上述问题，希望对图1电路的MOS场效应管5加以控制使之如图4A和4B所示在电感器4尚未完全释放其能量之前就导通来消除上述死区时间。但是，按此方案，当流经二极管6的电流流至平滑电容7时MOS场效应管5被导通，电容7就会向二极管6加一反向电压。因而恢复电流Ir就会流过二极管6使其压力增加。而且，由于电流不变地流过电感器4，使其存储的能量(L×I2/2)连续地增加，电感器被饱和。因而，针对这些和上述的问题，特别是整流器的脉动直流电压低电平时，需要在供给能量前将电感器中存储的能量释放，同时使电感器中流过的电流发生振荡的死区时间为最小。
为此目的，提出过另一已有技术的电源，如图5所示，它除了由电感器31、MOS场效应管32、隔离二极管33和平滑电容器34组成的一个类似的斩波器30之外，还有一个专用控制器40对MOS场效应管32加以控制，使之在电感器31释放其能量之后立即导通。控制器40包括一个其Q输出与MOS场效应管32的栅极连接的双稳态触发器41，和一个监视流过电流敏感电阻35的电流的电流传感器42，它表示流过电感器31的电流，以便当流过电感器31的电流减少为O时它就送出一高电平输出使双稳态触发器41的输入S位置，从而给出高电平的栅极信号使MOS场效应管32导通，由整流器22流出的电流将能量存储进电感器31。双稳态触发器41具有一个与双极型晶体管48的基极连接的Q输出，使其与MOS场效应管32的导通实现同步截止。控制器40包含一个由晶体管43和44组成的电流反射镜，它提供一个由直流电源45和电阻46设定的恒定电流，由该电流对定时电容器47充电。电容器47与晶体管48并接在比较器50的同相输入端。电阻36和37组成的电压分压器连接在平滑电容器34上，向一差分放大器51的反相输入端提供一相应的电压，此差分放大器51在放大器51的反相输入端和输出端之间连接一个电容器53作为反馈阻抗。此差分放大器51使其同相输入端连接接收来自另一个直流电源52的固定基准电压，从而提供一个作为输入信号之间差值的函数的电压。这个最后产生的电压基本上是恒定的，它被作为确定MOS场效应管32截止时间的阈值电压VTH送给比较器50的反相输入端。即当电容47充电至比较器50的阈值电压VTH时比较器50就产生一高电平输出使双稳态触发器41的输入R复位，从而自Q输出端提供一低电平栅极信号来截止MOS场效应管32，使电流经二极管33从电感器31释放至平滑电容器34。同时，双稳态触发器41在Q输出端提供一高电平使晶体管48导通。在这种情况下，电容器47由目前导通的晶体管48分流放电，以便准备好在电流传感器42随着电感器31的电流减小为零而提供一高电平信号使双稳态触发器41的S输入端置位之后再一次充电。按照此方式，MOS场效应管32在电感器31的电流一下降到零便导通，并且在电阻46和电容器47组成的时间常数所确定的固定时间间隔内保持为导通状态。
在此注意到电路中从电感器31的电流减小为零这一瞬时至MOS场效应管32实际被导通这一瞬时的响应延时是不可避免的。考虑到这种延时，参考图6图示的来自整流器22输出的脉动直流电压、流过电感器31的电流、在电容器47上建立起来的电压、和送至MOS场效应管32的栅极信号，来详细说明图5中已有电源的工作。在时刻t1，自从电感器31电流下降到零这一条件由电流传感器42检测出，经过响应延时之后，MOS场效应管32被导通，开始向电感器31供给电流。同时，双稳态触发器41产生响应使晶体管48截止，开始由电流反射镜对电容器47充电。在时刻t2电容器47被充电至比较器50的阈值电平VTH，双稳态触发器41响应比较器50至复位输入端R的高电平信号使MOS场效应管32截止，同时使晶体管48导通，从而允许电感器31开始从电感器31释放电流对平滑电容器34充电，同时通过目前已导通的晶体管48使电容器47放电。继续对平滑电容器34充电直到电感器31的电流降至零的时刻之后经过一个延时MOS场效应管32再一次被导通为止。按此方式，已有的电源可以根据电感器31的电流降为零的时间来导通MOS场效应管32，从而减小流经电感器电流发生振荡的死区时间。
然而，该已有的电源仍然遭受到一个问题，如图7C所示输入电流波形在Tx期间失真或与输入电压没有较好地吻合，这与来自整流器22的脉动直流电压的低电平范围有关。由于斩波器电路中不可避免地形成的谐振电路，以及由于电流降为零时刻和MOS场效应管32实际被导通的时刻之间的延时响应，流过电感器的电流变负，因而电感器31起初总是流过反向电流。在此注意到，当由整流器向电感器供给能量时流过电感器的电流其斜率由VIN/L表示(这里VIN是整流器22向斩波器CH的输入电压，L是电感器的电感)，当由电感器释放能量时流过电感器31的电流其斜率由(VOUT－VIN)/L表示(这里VOUT是斩波器的输出电压)。VOUT基本保持在一恒定电平，因而由以上关系可知，来自整流器22的脉动直流电压在高电平附近(图7A)时，供电电流大斜率上升，释放电流小斜率下降，而当脉动直流电压在低电平附近(图7B时)，供电电流小斜率上升，释放电流大斜率下降。这意味着，电感器的电流下降为零后在相同的响应延时内，与高整流器输出(图7A)相比，在低整流器输出(图7B)时释放电流会以更大的斜率反向流过(图7B)和缓慢地上升。因而，如图7B所示当整流器输出较低时，在MOS场效应管32的固定导通时间T1内，在MOS场效应管一导通后立即连续反向流过的电流量J1比图中T2所示期间的正向流动的电流量J2大。换名话说，随着整流器输出变低，正向电流流过电感器存储能量的有效时间T2减小，从而J1＜J2的关系不成立。正是J1≥J2的时间区间Tx，输入电流波形与输入电压不完全一致，从而产生不希望的谐波，导致功率因数降低。在这意义上，这种已有的电源特别是在整流器至斩波器的低电平输出附近，消除不需要的谐波还不够成功，因而对功率因数的改进也还不够。
针对以上问题，本发明成功地实现一种从交流电压源提供具有改进功率因数的直流电压的电源。本发明的电源包括从一交流电源提供被整流过的脉动直流电压的全波整流器和具有串联连接在整流器两端的电感器和开关元件的斩波器。开关元件被驱动导通和截止以提供周期性阻断的电压，此电压经隔离二极管加在平滑电容器上产生一个平滑直流电压用于驱动负载。电感器响应开关元件的导通存储来自整流器的能量，和响应开关元件的载止释放能量，这时电流正向流过电感器。电感器与斩波器中本身存在的寄生电容一同形成一个振荡电路，它允许电流反向流过电感器。设有电流电感器，用来感知流过电感器的电流，并且一旦电流降至某一水平时就发出一开始信号。电源包括一个控制器，它响应该开始信号，当电流反向流动时使开关元件导通，并经过预先规定的导通时间之后接着使开关元件截止以便从电感器释放电流，从而使电流在导通时间内先反向随后正向流过电感器。该电源其特征在于包括一输入电流波形整形电路，它建立一种关系，即在每个开关元件的导通时间内，开关元件导通之后立即发生的反向连续流过电感器的电流量总小于此后立即发生的正向连续流过电感器的电流量。由于包含输入电流波形整形电路，即使整流器的脉动直流电压在较低电平范围内，也可以使正向流过电感器的电流在总量上比反向的大，从而减小来自交流电压源的输入电流中所不希望的谐波。因而输入电流波形可以与输入电压波形较好地一致，从而提高电源的功率因数，所以这是本发明的主要目的。
在较佳实施例中，输入电流波形整形电路与控制器一同使开关元件以这样一种方式工作，即，来自整流器的脉动直流电压变低时使导通时间增大。因而，通过延长开关元件的导通时间电感器可以按增加的数量使电流在正方向流过，从而对整流器的脉动直流电压下降时出现的正向电流减少量加以补偿，所以这是本发明的另一个目的。
在另一个较佳实施例中，输入电流波形整形电路被组成为包括至少一个与第一个电感器串联连接的附加电感器；跨接在附加电感器两端的旁路开关；与全波整流器连接给出一个指示来自整流器的脉动电压的监视电压的电压监视器。设有一比较器，将此监视电压与预先规定的基准电压作比较，在监视电压下降至基准电压时便产生一个分流信号。此分流信号起动闭合旁路开关，将附加电感器旁路使之与第一电感器断开，藉此降低斩波器的电感，从而在开关元件导通期间内使正向流过第一电感器的电流增加。按此方式，随着脉动直流电压的下降使电流以增加的斜率正向流过，藉此给出正向流动电流的增加量，在整流器的脉动直流电压的低电平范围内对发生的电流减少量加以补偿，所以这是本发明的又一目的。
作为替换，输入电流波形整形电路可以被组成包括至少有一个与第一电感器串联连接的附加电感器；与附加电感器串联再与第一开关元件并联跨接在全波整流器两端的附加开关元件；与全波整流器连接给出表明脉动直流电压的监视电压的电压监视器。设置一选择器以便有选择地使第一和附加开关元件二者之一起动。一个选择器控制器被连接用来起动选择器，以根据监视电压的电平按这样一种方式有选择地使第一和附加开关元件二者之一起动，这种方式使第一和附加电感器之一专用于存储能量，从而在监视电压降低时使斩波器的电感减小，流过电感器的电流增加。因而，在脉动直流电压降低时还可以以逐渐增加的斜率使电流正向流动，藉此使正向流过的电流量增加，对整流器的脉动直流电压低电平范围内会另外发生的电流减少量加以补偿，因而这也是本发明又一目的。
在还有的实施例中，输入电流波形整形电路被组成包括一个与整流器连接给出一个表示整流器脉动直流电压的电压监视器；和一调节器，它以这样一种方式改变电压器的电感，即在监视电压下降时提高开关元件导通期间沿所述正向流动的电流。为此目的，一个次级绕组与饱和式电感器磁耦合，并根据来自电感器的脉动直流电压它被控制流过一变化的电流，从而在脉动直流电压降低时改变电压器的电感使正向流动的电流增大，所以这也是本发明的又一目的。
在还有的实施例中，输入电流波形整形电路被组成为包括一个给出表示流过电感器电流的监视电压的电流监视器；和一个提供一个变化的基准电压的电压监视器，此变化的基准电压表示来自全波整流器的脉动直流电压，并随脉动直流电压的降低而升高。设有一个比较器对所监视的电压与变化的基准电压作比较，在所监视的电压下降至该基准电压时就送出开始信号。该比较器被连接到控制器，以便控制器在脉动直流电压下降时以这样一种方式响应该开始信号使所述开关元件较早地导通，即不管脉动直流电压变化的电平在流过电感器的电流降为零后紧接的某一时间使开关元件导通。因而，当来自整流器的脉动直流电压处于低电平范围时就可以在导通区间的一开始把反向流过电感器的电流量减到最小，从而确保在开关元件导通期间正向流过的电流量大于反向的，因而这也是本发明的又一目的。
在其它较佳实施例中，输入电流波形整形电路被组成为包括一个提供指示流过所述电感器所述电流的监视电压的电流监视器；和一个提供变化的第一电压的电压监视器，该第一电压表示来自整流器的脉动直流电压，并随所述脉动直流电压的上升而下降。设有一比较器对所监视的电压与一预先规定的电平作比较，在流过电感器的电流下降到基本上零值时即发出开始信号。还包括一个定时器，它接受来自比较器的开始信号，并延时将此开始信号传送给控制器，此延时时间随所述第一电压的升高而缩短，这样当脉动直流电压下降时控制器就更早地响应使开关元件导通。按照这种设计，还可以当整流器的脉动直流电压处于低电平范围时，把在导通区间开始时反向流过电感器的电流量减到最小，藉此确保在开关元件导通期间内正向流过的电流量大于反向的，因而这也是本发明的又一目的。电流监视器可以包括一个与电感器串联连接的电流敏感电阻，作为替换，还可以是一个与电感器磁耦合的，从而能感应出与电感器中流过的电流相对应电压的次级绕组。
本发明这些和其它的目的及优点从下面结合附图对较佳实施例的说明将会变得清楚。
图1是已有技术电源的电路图。
图2A和2B是描述图1电源工作的波形图。
图3A和3B分别是表示从交流电压源加至图1电源中全波整流器的输入电压和输入电流波形的波形图。
图4A和4B是表示在图1电源的修改方案中所预计的问题的波形图。
图5是另一已有技术电源的电路图。
图6是描述图5电源工作的波形图。
图7A和7B分别是当来自全波整流器的脉动直流电压较高和较低时流过电感器电流的放大波形。
图7C示出图5电路中交流电压源提供给整流器的输入电流波形。
图8是本发明第一实施例电源的电路图。
图9是描述图8电源工作的波形图。
图10示出当来自交流电压源的脉动直流电压较低时流过图8电源电感器的电流的放大波形。
图11是本发明第二实施例电源的电路图。
图12是描述图11电源工作的波形图。
图13是本发明第三实施例电源的电路图。
图14是描述图13电源工作的波形图。
图15是第三实施例修改方案的电路图。
图16是本发明第四实施例电源的电路图。
图17是描述图16电源工作的波形图。
图18是第四实施例修改方案的电路图。
图19是本发明第五实施例的电路图。
图20是描述图19电源工作的波形图。
图21示出当交流电压源的脉动直流电压较低时流过图19电源器的电流的放大波形。
图22是第五实施例修改方案的电路图。
图23是本发明第六实施例电源的电路图。
图24是第六实施例修改方案的电路图。
图25是本发明第七实施例电源的电路图。
图26是描述图25电路中电感器电感和与该电感器耦合的次级绕组所流电流的关系的曲线图。
图27是本发明第八实施例电源的电路图。
图28A和28B分别示出图27电路中所用的晶体管101的发射极电压和基极电流的波形。
图29是本发明第九实施例电源的电路图。
图30A和30B分别示出图29电路中整流器的脉动直流电压的波形和用于确定开关元件导通时间的一个变化阈值电压的波形。
图31A和31B分别示出当整流器的脉动直流电压较高和较低时流过图29电源电感器的电流的放大波形。
图32是本发明第十实施例电源的电路图。
图33是就图32电路描述从电感器所流电流降为零至开关元件实际导通这一变化的时间间隔与整流器脉动直流电压关系的图。
图34A和34B分别示出当整流器的脉动直流电压较高和较低时流过图32电源电感器的电流的放大波形。
图35是第十实施例修改方案的电路图。
第一实施例(图8至图10)参见图8，它示出本发明第一实施例的电源。此电源包括二极管桥路形式的全波整流器22用于从诸如交流电网之类的交流电压源21提供一个脉动直流电压；和一个由脉动直流电压提供一个升高的直流电压的斩波器30。斩波器30包括电感器31、MOS场效应管32和平滑电容器34。MOS场效应管32与电感器31串联跨接在整流器22的两端，并被一个控制器40所驱动，并使之交替地导通和截止以提供一个周期性阻断的电压，该电压经一隔离二极管33横加在平滑电容器34的两端，向负载23提供一个最终的经平滑的直流电压。电容器38是被连接在整流器22两端的较小电容。负载23可以包括一个从电源输出的直流电压提供一个高频交流电压以驱动诸如荧光灯之类的放电灯的逆变器。
控制器40与在此之前参考图5已经说明过的已有电源中的控制器基本相同，只是它还包括一个电流补偿器，以产生一个与来自整流器22的脉动直流电压成正比变化的额外电流Ib。电流补偿器包括与定时电容器47串联连接的电阻61和二极管62，以便除了由直流电源45通过晶体管43和44及电阻46所组成的电流反射镜提供的电流Ia之外还给出额外的电流Ib。因而，来自整流器22的脉动直流电压降低时，额外电流Ib便减小，从而扩展了定时电容器充电到阈值电压VTH的持续时间，因而增加了MOS场效应管32的导通区间，如图9所示，结果如图10所示，当脉动电压处于较低电平时，MOS场效应管32的导通区间T1被延伸长至时刻t2′结束，而不是在没有电流补偿器的情况下MOS场效应管32本该截止的时刻t2，从而使电流正向流过电感器31的有效持续时间T2延长。由这些图可知，导通区间T1是从流过电感器31的电流降为零时刻起经过响应延时ts到达时刻t1起开始的，MOS场效应管导通；但这时按在此之前对已有技术的电源所说明的原因，电流就因振荡而反向流过。因而，即使当脉动直流电压下降至这样一个低电平，其反向连续流过电感器31的电流量J1比正向连续流过的电流量J2大，从而使输入电流波形失真和功率因数下降，电流补偿器能增加正向流过的电流量J2′，从而建立J1＜J2＋J2′的关系，使输入电流波形与输入电压波形相符合以获得改进的功率因数。本实施例的其他特征与参考图5说明的已有电源相同。因此没有必要作完全一样的说明。进一步确定的是，送给比较器50的阈值电压VTH借助在平滑电容34两端提供一个固定电压的反馈控制而保持在基本恒定的电平上。第二实施例(图11和12)图11描述一个与第一实施例相似的本发明的第二实施例的电源，不同之处在于，控制器40A被构成能根据来自整流器22A的脉动直流电压去改变比较器50A的阈值电平，以便如第一实施例那样，当脉动直流电压下降时使MOS场效应管32A的导通区间延伸。相类似的元件由带有后缀字母“A”的相似标号标注。该控制器40A包括一个由电阻64、晶体管65及66组成的电流反射镜形式的电流补偿器，它流过一个波形与来自整流器22A的脉动直流电压相一致的电流Ic。晶体管66使其集电极与比较器50A的反相输入端连接，来自差分放大器51A的固定电压Vf也加在此输入端上，这样比较器50A就具有如图12所示的随着脉动直流电压的上升而下降的阈值电压VTH，成立VTH＝Vf－Ic×R(电阻64)的关系。定时电容器47A由固定的直流电源45A经过电阻46A和晶体管43A以及44A所组成的电流反射镜以固定速率充电。因而，比较器50A在某个时刻送出一高电平至双稳态触发器41A的复位输入端R，该时刻随着脉动直流电压的下降就来得迟一些。按此方式，当脉动直流电压下降MOS场效应管32A的导通区间T1便延伸，以便使正向流过的电流量J2′增加，从而如图10所示，即使处于脉动直流电压低电平范围，上述关系J1＜J2′也成立。第三实施例(图13和图14)图13描述一个与第一实施例相似的本发明的第三实施例的电源，不同之处在于，控制器40B被构成能根据来自整流器22B的脉动直流电压去改变流过由晶体管43B以及44B和电阻46B所组成的电流反射镜的电流，从而在脉动直流电压较低时便延长MOS场效应管32B的导通区间。为便于参考相似的元件由带后缀字母“B”的相似标号标注。电阻68和69组成的电压分压器跨接在整流器22B的两端，将脉动直流电压的分压送给具有内部基准电压的电压检测器70。当该分压检测出超过基准电压时，该检测器70给予一偏置使双极型晶体管71导通。晶体管71与电阻72串联后跨接在电流反射镜的电阻46B两端，该电流反射镜流过来自固定的直流电源45B的电流并对电容器47B充电。因而，当晶体管71被导通而使电阻72与电阻46B并联连接时，电阻72和46B的并联使电流反射镜的电阻减小，藉此使流进电容器47B的电流增加。结果，如图14所示，当检测器70检测出脉动直流电压上升到临界电平时，电容47B在短时间区间内就充电至比较器50B的阈值电压VTH。换句话说，当脉动直流电压低于临界电平时，电容器47B就在一延长的时间区间内充电至阈值电压VTH从而延伸MOS场效应管32B的导通区间。临界电平设定为在低脉动直流电压J1≥J2的范围Tx期间，使导通区间延长以增加正向流过的电流量J2′，以成立上面所述的关系J1＜J2＋J2′。因而，在脉动直流电压的全部时间内J1＜J2＋J2′或J1＜J2成立。
图15描述一个与第三实施例基本相同的第三实施例的修改方案，不同之处在于电压检测器70C有多个基准电压，根据来自整流器22C的脉动直流电压的变化电平以分段方式改变电容器47C的充电时间或MOS场效应管32C的导通区间。相似元件由带有后缀字母“C”的相似标号标注。晶体管71C1至71Cn和电阻72C1至72Cn组成的多个串联组合与电阻46C并联连接，晶体管71C1至71Cn则分别使其基极与检测器70C连接。电阻68C和69C组成的类似的电压分压器跨接在整流器22C的两端，并向检测器70C提供脉动直流电压的分压。随该分压从最低上升至最高基准电压，检测器70C依次累加地导通晶体管71C1至71Cn，以增加与电阻46C并联的电阻71C1至72Cn的个数，以便脉动直流电压的上升增加流过电流反射镜的电流。因而，随着脉动直流电压的下降以分段方式降低电容器47C的充电速度以延长MOS场效应管32C的导通区间，从而进行更精确的控制，以便对于一个脉动直流电压的延续范围成立以上关系J1＜J2＋J2′。第四实施例(图16和17)图16描述一个与第一实施例相似的本发明第四实施例的电源，其不同之处在于控制器40D被构成能根据来自整流器22D的脉动直流电压去改变比较器50D的阈值电压VTH，而电容器47D由直流电源45D经晶体管43D以及44D和电阻46D所组成的相类似的电流反射镜以恒定速率充电。相类似的元件由带后缀字母“D”的相应标号标注。为此目的，控制器40D包括一个由电阻68D和69D所组成的电压分压器跨接在整流器22D的两端以提供指示整流器22D脉动直流电压的分压。此分压被送给电压检测器70D，在该检测器中将该分压与内部基准电压作比较，当分压超过基准电压或脉动直流电压超过某一临界电平时，就送给双极型晶体管73一偏置信号。晶体管73与电阻74串联跨接在电阻37D的两端，当晶体管73导通，电阻74与电阻37D并联使送给差分放大器51D反相输入端的图16中A点的电压下降，进而使差分放大器5ID的输出，即被送给比较器50D的阈值电压VTH上升。换句话说，当脉动电压低于某一临界电平时，检测器70D便保持晶体管73导通，藉此如图17所示，保持阈值电压VTH处于较高电平以得到MOS场效应管32D的延长导通区间。这样，如同第三实施例所实现的那样，即使在脉动直流电压的低电平范围Tx期间，在此期间预计到J1≥J2，控制器40D增加J2′量，从而确保J1＜J2＋J2′关系，以改进功率因数。
图18描述了一个与第四实施例基本相同的第四实施例的修改方案，其不同之处在于电压检测器70E具有多个基准电压，根据来自整流器22E的脉动直流电压的变化电平以分段方式改变比较器50E的阈值电压VTH，来改变电容器47E的充电时间或MOS场效应管32E的导通区间。相应元件由带有后缀字母“E”的相应标号标注。晶体管73E1至73En和电阻74E1至74En所组成的多个串联组合与电阻37E并联连接，而晶体管74E1至74En分别使其基极与检测器70E连接。电阻68E和69E所组成的类似的电压分压器跨接在整流器22E的两端，并向检测器70E提供脉动直流电压的分压。随着该分压从最高下降到最低基准电压，检测器70E依次累加地导通晶体管73E1至73En，以便增加与电阻37E并联组合的电阻74E1至74En的个数，随脉动直流电压的下降使送给差分放大器51E反相输入端的图18A点的电压下降。换句话说，电容器47E在分段方式增加的时间间隔内被充电至阈值电平VTH，以便随脉动直流电压的下降相应地延长MOS场效应管32E的导通区间，从而进行更精确的控制，以便对于脉动直流电压的延长范围建立上述关系J1＜J2＋J2′。第五实施例(图9和12)图19描述一个与第一实施例相似的本发明第五实施例的电源，不同之处在于包括一电流补偿器，它以这样一种方式去改变斩波器的电感，即当整流器22的脉动直流电压处于低电平范围时增加正向流过电感的电流。相应元件由带有后缀字母“F”的相应标号标注。在此实施例中，由于定时电容器47F由固定的直流电源45F充电一恒定时间达到基本上保持为恒定电平的阈值电压，因而双稳态触发器41F以一个恒定的导通区间去控制MOS场效应管32F的导通和截止。补偿器包括一个与第一电感器31F串联连接的附加电感器81；跨接在附加电感器81两端的旁路开关82；一个由电阻68F和69F所组成的电压分压器跨接在整流器22F两端提供指示脉动直流电压的分压；对分压与直流电源83的基准电压作比较的检测器70F，当分压低于该基准电压以表明脉动直流电压低于临界电压时它送出一个触发信号。在没有触发信号或脉动直流电压高于临界电平时，附加电感器81与第一电感器31F保持串联连接，当向电感存储能量时流过斩波电路一个斜率由下述关系dI/dt＝VIN/(L1＋L2)表示的电流I，当由该电感释放能量时则电流的斜率dI/dt＝(VOUT－VIN)/(L1＋L2)，其中VIN是输入斩波器的输入电压，VOUT是斩波器的输出电压，L1是第一电感器31F的电感，L2是附加电感器81的电感。相反，因为在图20所示的Tx范围内脉动直流电压低于临界电平而发出触发信号，启动驱动器84使旁路开关82闭合时，附加电压器81就与电路断开，由向电感储能时的关系式dI/dt＝VIN/L1和释放能量时的关系式dI/dt＝(VOUT－VIN)/L1可知电感减小。从而使得流过电感器31F的电流增加，如图21所示，即使在脉动直流电压低电平Tx范围，如图21中的虚线所示可能为J1≥J2的场合，也能成立J1＜J2的关系。
图22描述一个与图21的第五实施例基本相同的第五实施例的修改方案，不同之处在于有多个附加电感器81G1至81Gn与第一电感器31G串联连接，相应个数的旁路开关82G1至82Gn分别跨接在各个附加电感器81G1至81Gn两端。还设有相应个数的检测器70G1至70Gn，在其同相输入端接收来自各个直流电源83G1至83Gn的不同基准电压。由电阻68G和69G所组成的类似的电压分压器向检测器70G1至70Gn反相输入端共同提供指示脉动直流电压的分压，以便检测器当整流器22G的脉动直流电压下降时发生响应顺序地将旁路开关82G1至82Gn闭合，藉此以分段方式减小斩波器的电感，使流过斩波器电感的电流增加。结果，可以在输入直流电压的较宽范围上进行更为精确的控制而建立上述关系J1＜J2，不受来自交流电压源21C的输入电流中的谐波的影响，以便得到被进一步改进的功率因数。第六实施例(图23)图23描述一个与第五实施例相似的本发明第六实施例的电源，它揭示了一种根据来自整流器22H的脉动直流电压来改变斩波器电感的不同结构的电流补偿器。相应元件由带有后缀字母“H”的相应符号标准。在本实施例中，随着定时电容器47K由一个固定的直流电源45H充电一恒定时间至基本保持恒定电平的阈值电压VTH，双稳态触发器41H以一个恒定的导通区间控制MOS场效应管32H的导通和截止时间。该补偿器包括由附加电感器81H和MOS场效应管86组成的串联对，与第一电感器31H和MOS场效应器32H所组成的串联对并联连接在整流器22H的两端；由电阻68H和69H组成的电压分压器提供指示脉动直流电压的分压；对分压与来自直流电源83H的基准电压作比较的检测器70H，当分压下降至基准电压，即表明脉动直流电压小于预先规定的电压时给出一个触发信号。控制器40H的双稳态触发器41H使其输出端Q经一选择器87与第一MOS场效应管32H和附加MOS场效应管86H的栅极连接，以选择性地使MOS场效应管的其中之一导通和截止。在没有触发信号送至选择器87的情况下，双稳态触发器41H使得附加MOS场效应管86导通和载止，以便第一和附加电感器31H和81H一同存储和释放能量，而且流过相应值的电流。相反，为响应脉动直流电压小于临界电平而送出触发信号时，仅有第一MOS场效应管32H起动使第一电感器31H单独起作用以存储和释放能量，藉此使流过电感器31H的电流增加。因而，本实施例中通过对电感器的电感加以合适的选择，而可以在脉动直流电压的全部范围上建立上面的关系J1＜J2。
图24描述一个与第六实施例基本相同的第六实施例的修改方案，不同之处在于电路中包括由附加电感器81J1至81Jn和MOS场效应管86J1至86Jn所组成的多个串联组合，各组与第一电感器31J和MOS场效应管32J所组成的串联组合并联连接在整流器22J的两端。选择器87J介于第一以及附加MOS场效应管的栅极和双稳态触发器41J的输出端Q之间，由双稳态触发器41J以控制方式有选择地使MOS场效应管的其中之一导通和截止。设有由电阻68J和69J所组成的相应的电压分压器以给出指示来自整流器22J的脉动直流电压的分压。检测器70J将此分压与多个内部基准电平作比较，提供与分压的电平相对应的触发信号来有选择地使MOS场效应管的其中之一导通，这样随着脉动直流电压的下降，用于存储和释放能量的电感器的个数减少，藉此以分段方式使流过斩波器的电流增加。因而如同图22的电路，可以在输入直流电压的较宽范围上进行更为精确的控制使上述关系J1＜J2成立，免遭交流电压源21J的输入电流中谐波的影响，从而获得进一步改进的功率因数。第七实施例(图25)图25描述一个与第一实施例相似的本发明第七实施例的电源，不同之处在于设有一电流补偿器，它根据来自整流器22K的脉动直流电压改变电感器31K的电感或流过该电感器的电流。相应元件由带有后缀字母“K”的相应标号标注。在此实施例中，随着定时电容器47K由一固定的直流电源45K在一恒定的时间内充电至基本保持为恒定电平的阈值电平VTH，双稳态触发器41K以一个恒定的导通区间控制MOS场效应器32K的导通和截止。本实施例采用的电感器31K是饱和式电感器，如图26所示，在直流电流从I1到I2的较宽范围显示出随着流过耦合的次级绕组91中的直流电流的增加其电感大体上线性的关系下降的特性。次级绕组91与固定的直流电源92、可变电阻93、和开关94连接形成一个由开关94打开和闭合的电路回路。由电阻68K和69K所组成的相应电压分压器向检测器70K提供指示脉动直流电压的分压，该检测器70K在脉动直流电压低于临界电平时产生响应使开关94闭合，藉此使电流流过次级绕组91以减小电感器31K的电感，从而使流过电感器31K的电流增加。按此设计，即使处于脉动直流电压的低电平范围内，如图21中的虚线所示本来可能J1≥J2，也可以按图21中所示相类似方式使流过电感器31K的电流量增加。图25中虽未图示，通过采用一个或多个附加次级绕组，根据脉动直流电压的不同电平有选择地使之通电以改变电感器31K的电感，从而可以进行更为精确的控制。第八实施例(图27、28A和28B)图27描述一个与图25中的第七实施例相似的本发明第八实施例的电源，不同之处在于电流补偿器利用图26所示的特性工作，去连续地改变流过次级绕组91L的直流电流，从而连续地改变电感器31L的电感。为此，次级绕组91L与直流电源92L和双极型晶体管101连接形成一个闭合回路，晶体管101的集电极经电阻102和次级绕组91L与直流电源92L的正极连接，晶体管101的发射极经电阻103与直流电源92L的负极连接。晶体管101的基极经电阻104与另一个直流电源105连接，由此得到一个偏置。晶体管101的发射极经过一个电阻106与整流器22L连接，从而获得一个与脉动电压一致的发射极电压Ve，如图28A所示，这样晶体管101接收一个基极电流，该基极电流是直流电流减去脉动电流，如图28B所示。因而，在晶体管101的控制下，随着脉动直流电流的增加，使得流过次级绕组91L的电流增加，进而使电感器31L的电感减小，流过电感器31L的电流增加。因而，在脉动直流电压的整个范围上可以进行精确的控制，在MOS场效应管32L的导通时间内以上关系J1＜J2始终成立，从而达到改善功率因数的目的。第九实施例(图20、30、31A和31B)图29描述一个与第一实施例相似的本发明第九实施例的电源，不同之处在于控制器40M的运行情况，它是响应电感器31M所流的电流下降改变双稳态触发器41M导通MOS场效应管32M的时间。相应元件由带后缀字母“M”的相应标号标注。在本实施例中，随着定时电容器47M由固定直流电源45M充电一恒定时间达到基本保持在恒定电平的阈值电压，双稳态触发器41M以一恒定的导通区间控制MOS场效应管32M的导能和截止。控制器40M包括一个比较器形式的电流传感器42M，在其反相输入端接收在电流敏感电阻35M两端建立起来的电压作为流过电感器31M电流的指示。比较器42M使其同相输入端经过电阻111与来自直流电源45M的固定电压相连接，还与由电阻112、晶体管113以及114所组成的电流反射镜连接。流过被连接在电路中的电流反向镜的电流是Ic，其波形与来自整流器22M的脉动直流电压相对应。晶体管114使其集电极与比较器42M的同相输入端连接，来自直流电源45M的电流也被送给比较器42M的同相输入端，这样比较器42M具有一个随脉动直流电压的下降而上升的阈值电压Vz，如图30B所示。因而，当脉动直流电压高于某一电平时，来自电感器31M的释放电流以某个相当低的斜率下降，如图3A所示。将此情况与脉动直流电压低于上述电平时，如图31B所示来自电感器31M的释放电流以较高斜率下降的情况相比，比较器42M具有一个更低的阈值电压Vz。当感知出电流下降到阈值电压Vz时，比较器42M就产生响应发出一开始信号送到双稳态触发器41M的置位输入端S从而导通MOS场效应管32M。按照电流下降至阈值电压Vz的某一时刻到MOS场效应管32M实际导通的某一时刻电路所固有的响应延时tS，对阈值电压Vz加以选择，以便甚至在脉动直流电压底部的情况下，在电感器基本上完全释放能量之后，当电流反向流动时使MOS场效应管32M仍能导通，如图31B所示。由于阈值电压Vz随脉动直流电压的上升而下降，从而在脉动直流电压的整个范围内确保MOS场效应管32M总是在电流反向流动的时刻t1导通。由图31B可知，它示出脉动直流电压最小的情况，阈值电压Vz被提高，尽管有一恒定的响应延时tS但仍使MOS场效应管32M的导通时间有所提前，因而在恒定的导通区间T1内反向流过电感器31M的电流量下降而正向流过的电流量上升，因而，MOS场效应管32M假如在如图31A所示脉动直流电压为其峰值情况下的相同时间被导通的话，就会如图31B中虚线所示，结果为J1≥J2；相反情况下即使为低脉动直流电压，也能使上述关系J1＜J2成立。第十实施例(图32、33、34A和34B)图32描述一个与第九实施例相似的本发明第十实施例的电源，不同之处在于包括一个定时器，自电流传感器42检测到流过电感器31N的电流减小到0那时起该定时器使MOS场效应管32N导通一段变化的时间间隔。相应元件由带后缀字母“N”的相应标号标注。电流传感器42N从直流电源121得到一固定的基准电压，当来自电流传感器35N的电压减少到基准电压，即表示流过电感器31N的电流减小到零时便产生一个高电平输出。定时器包括一个连接着的电容器31由传感器42N的输出经电阻132，和由电阻112N、晶体管113N以及114N所组成的相类似电流反射镜加以充电。电流反射镜被连接在电路中，流过电流反射镜的电流是Ic，其波形与来自整流器22N的脉动直流电压相对应。晶体管114N使其集电极与电容器131和电阻132之间的接点连接，从而随脉动直流电压的下降，由此将电流Ic拉到较小的程度。这样，如图33所示，当脉动直流电压较高时，双稳态触发器41N就接收一输出Va，输出Va在一较长时间间隔tH内逐渐上升达到置位输入端S的阈值电平，而当脉动直流电压较低时，输出Vb在一较短时间间隔tL内迅速达到置位输入端S的阈值电平。这意味着随着脉动直流电压的下降，开始信号被较早地送给双稳态触发器41，从而加快MOS场效应管32N的导通。因而，如图34A和34B所示，当脉动直流电压在低电平范围(图34B)而非高电平范围(图34A)时，响应延时TD可以缩短，这样，即使直流电压处于低电平范围时，也可以如图34中实线所示，使正向流过的电流量J1减小反向流过的电流量J2增加，以满足上面所述的关系J1＜J2。否则，在脉冲直流电压处于高电平范围时，假如在流过电感器31N的电流减小到零之后以相同的延时TD使MOS场效应管32N导通的话，就会产生J1≥J2的关系，如图34B中虚线所示。在此方式下，在脉动直流电压的整个范围内建立J1＜J2关系，从而消除输入电流中不希望的谐波以改进电源的功率因数。
图35描述第十实施例的修改方案，不同之处仅在于是利用与电感器31P耦合的次级绕组141来代替利用电流敏感电阻，在电流传感器42P处感知流过电感器31P的电流。即，次级绕组141感应产生与流过电感器31P的电流成正比的电流，从而经过电阻142和二极管143给出相应的电压并送至电流传感器42P，作为对流过电感器31P的电流的指示。其他电路的组成及工作均与第十实施例相同。这里请注意，利用次级绕组141进行电流检测的方案可以等效地应用于前面一个或多个适用的实施例和修改方案中。
权利要求
1.一种电源包括一个交流电源；一个全波整器，与所述交流电源相连，由所述交流电源提供一个经整流的脉动直流电压；一个斩波器，包括与一个电感器串联跨接在所述整流器两端的一个开关元件，所述开关元件被驱动而导通和截止，提供一周期性阻断的电压，该电压经一个隔离二极管加在平滑电容器的两端，产生经平滑的直流电压来驱动负载，借助正向流过所述电感器电流，所述电感器存储来自所述整流器的能量以响应所述开关元件的导通，释放所述能量以响应所述开关元件的截止，所述电感器与所述斩波器中固有的寄生电容一同形成一个振荡电路，该电路允许所述电流沿与所述正向相反的负向流过所述电感器；电流检测装置，它检测流过所述电感器的所述电流，当所述电流一下降到某个值时即发出一个开始信号；一个控制器，它响应所述开始信号在所述电流沿所述负向流过时导通所述开关元件，在一个预定的导通区间之后随即使所述开关元件截止，以便从所述电感器释放所述电流，由此使所述电流在所述导通区间内先沿负向流过再沿正向流过所述电感器；所述电源其特征在于包括输入电流波形整形装置，它建立这样一种关系，即在第一时间周期内发生的沿所述负向连续流过所述电感器的电流总和总是小于在与所述第一时间周期紧紧相邻的第二时间周期内发生的沿正向连续流过所述电感器的电流总和。
2.如权利要求1所述的电源，其特征在于所述输入电流波形整形装置建立一种关系，即在每次所述开关元件的所述导通区间内，所述开关元件导通后即发生的沿所述负向连续流过所述电感器的电流总和总是小于此后随即发生的沿正向连续流过所述电感器的电流总和。
3.如权利要求1或2所述的电源，其特征在于所述电流波形整形装置以这样一种方式使所述开关元件工作，即所述导通区间随来自所述整流器的所述脉动直流电压的电平变低而变大。
4.如权利要求3所述的的电源，其特征在于所述输入电流波形整形装置包括一个定时电容器，与所述全波整流器连接，根据所述脉动直流电压的变化电平以不同的速率由来自所述整流器的所述脉动直流电压充电；一个比较器，将在所述定时电容器两端建立起来的电压与阈值电压作比较，在所述电容器的电压达到所述阈值电压时发出一个结束信号，这样所述结束信号的发送随着所述脉动直流电压的电平变低而推迟。所述控制器响应所述结束信号使所述开关元件截止，由此随所述脉动直流电压的电平下降而延伸所述导通区间。
5.如权利要求3所述的电源，其特征在于所述输入电流波形整形装置包括一个定时电容器，与一辅助直流电源连接，由此以一个基本不变的速率对它充电；一个电压监视器，监视所述脉动直流电压，以给出与所述脉动直流电压成反比例变化的阈值电压；一个比较器，将在所述定时电容器两端建立起来的电压与所述变化的阈值电压作比较，在所述电容器的电压达到所述阈值电压时发出一个结束信号，这样所述结束信号的发送随着所述脉动直流电压的电平变低而推迟。所述控制器响应所述结束信号使所述开关元件截止，由此随所述脉动直流电压的电平下降而延伸所述导通区间。
6.如权利要求1所述的电源，其特征在于所述输入电流波形整形装置包括；至少一个与所述第一电感器串联连接的附加电感器；一个跨接在所述附加电感器两端的旁路开关；一个电压监视器，与所述全波整流器连接给出一个指示所述脉动直流电压的监视电压；比较器装置，将所述监视电压与一个预定的基准电压作比较，在所述监视电压下降到所述基准电压时产生一个分流信号，所述分流信号启动并闭合所述旁路开关以断开所述附加电感器，由此减小所述斩波器的电感，从而在所述开关元件的导通区间内增加正向流过所述第一电感器的电流。
7.如权利要求6所述的电源，其特征在于有多个所述附加电感器与所述第一电感器串联连接，并有相应数量的旁路开关分别跨接在所述附加电感器的两端；所述比较器装置具有多个不同电平的基准电压，在所述监视电压降到所述基准电压时就分别提供相应数量的所述分流信号，每个所述分流信号启动并闭合所述旁路开关中相对应的那个，由此随所述脉动直流电压的下降以分段方式减小所述斩波器的电感。
8.如权利要求1所述的电源，其特征在于所述输入电流波形整形装置包括至少一个与所述第一电感器串联连接的附加电感器；附加开关元件与所述附加电感器串联，再与跨接在所述全波整流器两端的所述第一开关元件并联；一个电压监视器，与所述全波整流器连接给出指示所述脉动直流电压的监视电压；连接一个选择器以便有选择地使所述第一和附加开关元件中的某一个启动；一个选择器的控制器，根据所述监视电压的电平起动所述选择器，以便有选择地使所述第一和附加开关元件中的一个启动，按这样的方式使所述第一和附加电感器的一个专用于存储能量，以便减小所述斩波器的电感，从而随所述监视电压的减小而增大流过该电感器的所述电流。
9.如权利要求8所述的电源，其特征在于有多个所述附加电感器与所述第一电感器串联连接，相应数量的附加开关元件每一个先与各自的那个所述附加电感器串联再与所述第一开关元件并联连接。
10.如权利要求1所述的电源，其特征在于所述输入电流波形整形装置包括一个电压监视器，与所述全波整流器连接以给出指示所述脉动直流电压的监视电压；调节装置，以这样一种方式调节所述电感器的电感，即随着所述监视电压的下降，在所述开关元件的导通区间内增大沿所述正向流过的电流。
11.如权利要求10所述的电源，其特征在于所述电感器是一个与次级绕组磁耦合的饱和式电感器，所述次级绕组被连接进由辅助直流电压源、电阻、和开关所组成的串联电路回路；所述开关被闭合以响应所述监视电压下降到预定电平使电流流过所述次级绕组以减小所述电感器的电感，否则便打开使所述次级绕组与所述辅助直流电压源断开。
12.如权利要求10所述的电源，其特征在于所述电感器是一个与次级绕组磁耦合的饱和式电感器，所述次级绕组与辅助直流电压源、电阻器、和双极型晶体管串联连接，被连接的所述晶体管在其发射极接收所述全波整流器的所述监视电压，随所述监视电压变低，使得电流以连续增加的方式从所述辅助直流电压源流过所述次级绕组，由此在所述开关元件的导通区间内减小所述电感器的电感，以增大沿所述正向流过电感器的所述电流。
13.如权利要求1或2所述的电源，其特征在于所述输入电流波形整形装置包括一个电流监视器，它提供一个指示流过所述电感器的所述电流的监视电压；一个电压监视器，它提供一个变化的基准电压，该变化的基准电压指示所述全波整流器的所述脉动直流电压，且随着所述脉动直流电压的下降而升高；一个比较器，将所述监视电压与所述变化的基准电压作比较，在所述监视电压下降到所述基准电压时就发出所述开始信号；所述控制器随所述脉动直流电压的下降响应所述开始信号以这样一种方式使所述开关元件提前导通，即不论所述脉动直流电压的变化电平，在流过所述电感器的所述电流降为零的时刻之后，紧接着使所述开关元件导通。
14.如权利要求1或2所述的电源，其特征在于所述输入电流波形整形装置包括一个电流监视器，提供一个指示流过所述电感器的所述电流的监视电压；一个电压监视器，提供一个变化的第一电压，该第一电压指示所述全波整流器的所述脉动直流电压，且随着所述脉动直流电压的上升而降低；一个比较器，将所述监视电压与一个预定电平作比较，当流过所述电感器的所述电流降至基本上零时发出所述开始信号；定时装置，接收来自所述比较器的所述开始信号，并且以延时时间随所述第一电压的升高而缩短的延时方式将所述开始信号传送至所述控制器，这样，所述控制便随所述脉动直流电压的下降而产生响应，使所述开关元件提前导通。
15.如权利要求13和14所述的电源，其特征在于还进一步包括一个与所述电感器相耦合的次级绕组，以产生一个表示流过所述电感器电流的感应电压，所述感应电压被送到所述比较器。
全文摘要
本发明的电源中，电感器与斩波器中固有的寄生电容一同形成振荡电路，该电路造成电流负向流过电感器。控制器在电流负向流过时导通晶体管，在预定的导通区间之后接着使晶体管截止，以便释放来自电感器的电流，因而使得电流在导通区间内先负向然后再正向流过电感器。设有输入电流波形整形电路，以便对每个导通区间都建立一种关系，即晶体管导通之后随即发生的连续负向流过电感器的电流总量总是小于接着正向流过电感器的电流总量。
文档编号H02M1/08GK1118120SQ9311766
公开日1996年3月6日 申请日期1993年9月10日 优先权日1992年11月20日
发明者山内得志, 山中正弘, 西本和弘, 山中幸男 申请人:松下电工株式会社